井下聲波通信系統(tǒng)中的同步解調方法

余浩 余厚全

（長江大學電子信息學院，湖北 荊州 434023）

井下聲波通信系統(tǒng)中的同步解調方法

余浩 余厚全

（長江大學電子信息學院，湖北 荊州 434023）

為滿足油田智能化開采應用中數(shù)據(jù)長期監(jiān)測的需求，對井下數(shù)據(jù)的聲波耦合提取進行研究；分析聲波傳輸過程中可能出現(xiàn)的信號畸變問題，針對信號幅度的不規(guī)則起伏采取三值包絡分層解調方法，設計基于采樣點分組與相關檢測的位同步提取算法，開發(fā)相應的同步解調軟件。結果表明，該算法復雜度低，易于實現(xiàn)，適用于傳輸速率不高于2kbit/s的數(shù)傳系統(tǒng)。

聲波通信；包絡分層；位同步

近十年來，智能完井技術發(fā)展迅猛，是未來油田智能化開采的發(fā)展方向［1］。目前，國外成熟的智能完井系統(tǒng)廣泛采用有線方式進行井下儀器控制與數(shù)據(jù)傳輸［2］。然而，傳統(tǒng)的有線傳輸存在影響正常采油過程，長期磨損導致電纜斷裂需不定時更換等缺點，因此提出了井下測井儀器的無線控制與數(shù)據(jù)傳輸?shù)男枨蟆Ｔ谀酀{脈沖、電磁波、聲波3種無線傳輸方式中，聲波因其衰減相對較小，且對傳輸介質無特殊要求等優(yōu)點，受到廣泛關注。已有學者［3，4］分別就測井儀器的數(shù)據(jù)上傳以及地面系統(tǒng)對井下儀器的控制進行了分析研究，并取得了一定的成果。然而，目前尚處在實驗階段，還未在實際生產中投入使用。通過聲波耦合實現(xiàn)測井數(shù)據(jù)的提取，其難點在于：井下液體處于高溫、高壓的狀態(tài)，通信的介質是狹窄管道中的井液介質，聲波信號在傳播過程中幅度和相位會發(fā)生畸變，給同步解調帶來很大的困難。針對上述問題，本文在分析常用解調方式的基礎上提出了一種針對2FSK調制的同步解調方法，并設計了相應的解調程序對算法進行了實現(xiàn)，最后進行了收發(fā)數(shù)據(jù)的試驗，驗證了該同步解調方法的可靠性。

1 井下聲波通信系統(tǒng)結構

井下井液中聲波通信系統(tǒng)的框圖如圖1所示。待發(fā)送的數(shù)據(jù)通過信源編碼與調制得到適合在信道對應頻段上傳輸?shù)男盘枺涍^濾波放大后激發(fā)聲波換能器，將電信號轉換成聲波信號在油管內傳輸。接收端換能器將聲波信號轉換成電信號，經過低噪聲放大、解調、信源解碼，最后還原出原始的信息。

圖1 井下井液聲波通信系統(tǒng)結構

在數(shù)字通帶通信中，2FSK調制具有抗干擾性強的特點。相對于2ASK和2PSK而言，受信道幅度畸變與相位畸變的影響要小，因此在井下聲波通信系統(tǒng)中采用2FSK調制方式。同時，由于井下空間狹小、環(huán)境惡劣［5］，為了減小硬件電路體積，提高系統(tǒng)可靠性，采用了全數(shù)字接收方案，以軟件方式實現(xiàn)同步解調功能。

2 三值包絡分層解調

常用的2FSK解調方法有相干與非相干兩種。由于接收信號存在較大干擾，相干解調難以提取載波，非相干解調又難以從邊沿提取出準確的位同步時鐘。因此，針對井下聲波通信系統(tǒng)采用了三值包絡分層解調方法。

一般的包絡分層解調是由2FSK過零檢測法推廣出的一種通用解調方法［6］。將接收到的調制信號進行包絡分層變換，得到重新量化后的數(shù)字序列，通過分析該序列中數(shù)值的變化情況就可以實現(xiàn)解調。圖2是采用二值包絡分層變換進行2FSK解調的原理圖。

將已調信號均值C附近的信號值定義為“0”，其余信號值定義為“1”，得到僅包含“0”和“1”的數(shù)字序列。通過一個碼元時間Ts內，數(shù)字序列中“0”和“1”的變化次數(shù)的多少，可以判斷該區(qū)間載波頻率的高低，從而實現(xiàn)解調。

圖2 2FSK信號包絡分層變換

然而在實際應用時，二值包絡分層存在以下問題。一是采用數(shù)字解調時，首先要對接收到的已調信號采樣，理論上采樣率應盡可能高以反映原始信號的信息，但由于硬件限制，采樣率不可能無限增加。在有限的采樣率下，采樣點相位選取的不同，使得相鄰采樣點可能分布在“0”值門限的兩側，由于前后兩次的量化值相同，導致實際檢測到的邊沿個數(shù)偏少，使得兩種頻率之間的差異變小，不利于區(qū)分不同的頻率。二是已調信號從一個頻率變換到另一個頻率時（如圖3中通道1所示的波形），接收端信號（如圖3中通道3所示的波形）不會立即改變成相應頻率，信號的幅度經歷起伏的過程逐漸過渡到另一個頻率，信號的幅值發(fā)生漂移，固定包絡門限的方法不再可行。為了解決以上問題，采用了三值包絡分層解調，并提出了采樣點分組檢測均值的方法。

三值包絡分層變換如圖4所示。在信號頻率與采樣率已知的條件下，信號一個周期內的采樣點數(shù)是一定的，故按照信號的周期分組，先計算一個周期內采樣點的即時均值：

式（1）中，N為2FSK中頻率較低的信號一個周期內的采樣點數(shù)；S（k）為原始信號的采樣序列。將整段信號的均值改為一個周期內的即時均值能夠克服信號幅值漂移對包絡門限的影響。

圖3 換能器激發(fā)與接收波形

圖4 2FSK信號三值包絡分層變換

將采樣點中落在［C-ΔC，C+ΔC］范圍內的信號值定義為“0”，大于C+ΔC的信號值定義為“1”，小于C-ΔC的信號值定義為“-1”，得到一個只包含“0”和“±1”的數(shù)字序列X（k）：

式（3）中，A為一個周期內載波信號的幅值，CNR為調制信號的載噪比。

采用三值包絡分層解調，可以在有限采樣率的情況下，根據(jù)數(shù)字序列X（k）中“0”與“±1”之間變化次數(shù)的多少，將兩種不同的頻率區(qū)分開來。當相鄰兩次采樣值分別大于C+ΔC、小于C-ΔC時，經過三值包絡分層變換，前后兩次的量化值為“1”與“-1”，檢測到數(shù)字序列X（k）的變化次數(shù)沒有產生偏差，能夠準確地判定信號的頻率。

3 位同步檢測

假設碼元速率f碼與載波頻率f1、f2之間滿足如下關系：采樣率fs與碼元速率f碼滿足：

在一個碼元周期內，頻率為f1的載波信號持續(xù)n個周期，每個載波周期采樣點數(shù)為m；頻率為f2的載波信號持續(xù)2n個周期，每2個載波周期采樣點數(shù)為m。按照每m個采樣點分為一組，每個碼元由n組采樣點組成。包絡分層后每組對應頻率f1或f2，用“A”表示f1，“B”表示f2，如圖5所示。位同步定時為連續(xù)n個A碼組（或B碼組）與連續(xù)n個B碼組（或A碼組）的分界點，即將分界點后連續(xù)n個碼組劃為一個碼元。

圖5 三值包絡分層變換后得到碼組序列

圖6是碼組檢測的流程圖。假設一長度為m的碼組檢測窗。先統(tǒng)計當前窗內m個采樣點的均值，根據(jù)ΔC三值包絡分層得到數(shù)字序列。①若當前窗內數(shù)字序列的邊沿個數(shù)為P，則輸出碼組A，檢測窗后移m位，進行下一次檢測；②若當前窗內數(shù)字序列的邊沿個數(shù)為2P，則輸出碼組B，檢測窗后移m位，進行下一次檢測；③若不滿足以上兩種情況，則檢測窗后移一位，進行下一次檢測。如此循環(huán)，直到滿足①或②，識別出A碼組或B碼組。

圖6 碼組檢測流程圖

碼組變換完成后，需要從碼組序列中提取位同步時鐘。理想情況下，一個碼元應包含n個碼組。然而在實際通信系統(tǒng)中，收發(fā)雙方的頻率存在一定偏差，導致一個碼元周期內的碼組個數(shù)不為n，因此實際位同步標志相對于理想情況會出現(xiàn)超前或滯后的現(xiàn)象。由于收發(fā)換能器的位置固定，相對運動的速度較慢，由多普勒效應產生的頻偏可以忽略不計。頻率的偏差主要來源于兩方面：①本通信系統(tǒng)是一個典型的異步通信系統(tǒng)，當采用晶振作為系統(tǒng)時鐘時，收發(fā)兩端各自獨立的晶振誤差必將導致頻率的偏差；②碼元速率由晶振分頻產生，若實際分頻系數(shù)不是整數(shù)，則對其取整時會使碼元速率產生誤差。為了消除頻偏對同步解調帶來的影響，提出了如下位同步提取算法。

由前文可知，連續(xù)n個A碼組（或B碼組）與連續(xù)n個B碼組（或A碼組）的分界點即為位同步定時。位同步檢測的流程圖如圖7所示，其中AB序列表示連續(xù)n個A碼組與連續(xù)n個B碼組組成的序列，BA序列表示連續(xù)n個B碼組與連續(xù)n個A碼組組成的序列。在長度為2n的位同步檢測窗內，當2n個被檢測碼組和AB序列或BA序列相關值達到峰值時，即檢測到位同步定時。由于頻移誤差的存在，當位同步標志滯后檢測窗時，可通過檢測窗不斷向后移位提取出位同步；當位同步標志超前檢測窗時，會導致位同步漏檢，造成失步，因此，在上一次位同步完成后，檢測窗后移2n-k位，保證下一個位同步標志剛好位于檢測窗內或滯后檢測窗，不會造成漏檢。

圖7 位同步檢測流程圖

4 試驗結果

為了驗證包絡解調與同步提取算法的性能，進行了數(shù)據(jù)收發(fā)試驗。設計了5批不同的碼元樣本，碼元速率為580bit/s，對接收信號進行數(shù)據(jù)采集，平均時間為3min，解調出碼元的結果如表1所示。從表1可以看出，在580bit/s的碼元速率下，接收機能很好地實現(xiàn)碼元同步與數(shù)據(jù)解調，基本沒有出現(xiàn)誤碼的情況。

表1 5批不同樣本解調結果

當為了進一步測試碼元速率高于580bit/s時系統(tǒng)同步解調的效果，在碼元樣本與采樣時間不變的前提下，提高碼元速率，重復多次進行數(shù)據(jù)的收發(fā)測試，得到誤碼率與碼元速率的關系曲線，如圖8所示。

圖8 誤碼率與碼元速率關系曲線

從圖8得知，碼元速率小于2 000bit/s時，誤碼率低于10%，同步解調保持良好的性能；當碼元速率超過2 000bit/s，誤碼率迅速上升，解調性能急劇下降。前半段解調結果良好的原因是碼元速率較慢，碼元周期內大部分時間信號的頻率較為穩(wěn)定；而后半段解調性能低下的原因在于碼元周期縮短，當載波頻率發(fā)生變化時，信號幅度的起伏過程占據(jù)碼元周期的大部分時間，導致單個碼元內信號的頻率產生波動，嚴重影響解調性能。

5 結語

本文針對聲波在油管傳播過程中信號的畸變，對井下聲波通信系統(tǒng)中同步解調帶來的影響進行了分析與研究。采用了2FSK調制方式與全數(shù)字接收機，提出了三值包絡分層解調方案，設計了采樣點分組機制獲取碼組信息，并通過相關檢測的方法提取碼組序列中的位同步定時。結果表明：①三值包絡分層解調方法簡單易實現(xiàn)，無需恢復本地載波；②計算分組采樣點均值能夠解決固定包絡門限無法應對接收信號幅值漂移的問題；③采用相關檢測的方法提取位同步定時，減小了虛檢與漏檢的概率，當通信速率低于2 000bit/s時，解調系統(tǒng)能穩(wěn)定正常地工作；④該算法的不足之處在于通信速率進一步提高時，需解決載波信號疊加帶來的碼間干擾問題。

［1］王兆會，曲從鋒，袁進平.智能完井系統(tǒng)的關鍵技術分析［J］.石油鉆采工藝，2009（5）：1-4.

［2］Abdullatif A，AL Omair.Economic evaluation of smart well technology［D］.Texas：Texas A&M University，2007.

［3］王燕嵩，吳世仝，王鳳清，等.油井聲波無線通訊技術研究［J］.采油工程，2013（2）：1-4.

［4］張建軍，張寶輝.油井無電纜傳輸測試工藝技術［J］.油氣井測試，2007（3）：73-74.

［5］賈德利，陸平平，孫福超，等.油管聲波傳輸特性機理及應用分析［J］.哈爾濱理工大學學報，2015（6）：93-97.

［6］馬子驥.基于軟件無線電的數(shù)字調制識別與通用數(shù)字解調［D］.長沙：湖南大學，2007.

Synchronization and Demodulation Scheme in Downhole Acoustic Communication System

Yu HaoYu Houquan
（Electronics&Information School，Yangtze University，Jingzhou Hubei 434023）

To meet the demand of long-time data monitoring in intelligent exploitation of oil field,the downhole acoustic communication was studied.The research was mainly about the signal distortion during acoustic transmission.For the irregular fluctuation of signal amplitude,the solution included three-envelope-layering and bit synchronization extraction algorithm based on sample points grouping and correlation detection.Lastly,the corresponding demodulation software was developed.The result of experiment showed that the algorithm had advantage of low complexity,easy implementation and was suitable for data transmission system whose rate was not higher than 2 kbit/s.

acoustic communication；envelope-layering；bit synchronization

TN915.05；TN914

A

1003-5168（2017）05-0026-04

2017-04-17

余浩（1992-），男，碩士，研究方向：水聲通信。