基于旋轉電容的直流電網軟開關DC-DC變換器設計

孟明, 蘇亞慧，吳亞帆

(華北電力大學電氣與電子工程學院, 河北省保定市 071003)

基于旋轉電容的直流電網軟開關DC-DC變換器設計

孟明, 蘇亞慧，吳亞帆

(華北電力大學電氣與電子工程學院, 河北省保定市 071003)

作為連接不同電壓等級直流母線的關鍵設備之一，DC-DC變換器轉換效率的提高對于建立直流電網有重要意義。為了降低大功率軟開關DC-DC變換器的體積和質量，基于旋轉電容構造了一種能夠實現功率器件零電流關斷的非隔離型雙向DC/DC變換器。介紹了變換器的電路拓撲結構；分析了不同模式下的穩態工作過程；設計了器件的具體參數及控制方案并研究了變換器的損耗特性；最后，在Matlab/Simulink中搭載仿真模型，驗證了設計方案和控制策略的正確性。結果表明，所設計的變換器能夠實現開關管和二極管的零電流關斷，具有較高的轉換效率。

雙向DC/DC變換器；零電流關斷；頻率控制；功率損耗；模式切換；參數設計

0 引 言

直流電網憑借低損耗、低投資、能夠實現不同頻率母線間的互聯等優點受到廣泛關注。我國地域遼闊，可再生能源分布不均，建立直流電網可以充分利用可再生能源，實現區域支撐[1-2]。直流變換器作為直流母線互聯的關鍵設備，其研發有利于實現建立直流電網的戰略目標。

雙有源橋(dual active bridge, DAB)變換器[3]和LLC諧振變換器[4]電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)小，且具有較高的功率密度和軟開關特性，可實現不同電壓等級直流母線的互聯。但是，兩者均因為功率器件的電氣應力限制了其在高壓場合下的應用。模塊化多電平DC/AC/DC變換器[5-6]和模塊組合型變換器[7-8]則有效提高了變換器的電壓和功率等級，同時避免了因器件串、并聯造成的均壓問題。這2種類型的變換器不僅降低了硬件和軟件的設計難度，同時兼具了易擴容、可靠性高的特性，具有較好的應用前景。

隔離型變換器的體積和質量均比較大，漏感和寄生電容還會造成額外損耗。高頻變壓器雖然功率密度高、體積小，但制造難度大、成本高[9]，因此，直流母線互聯在無需電氣隔離的情況下可以選擇非隔離型變換器。文獻[10]所提出的三角型模塊化結構適用于變比較高的高壓場合，并具備能量雙向流動的特點，但是該變換器結構復雜，無源器件個數較多；文獻[11]和[12]采用模塊化多電平結構降低了開關管的額定電壓，但是開關管個數的增多帶來了較大的開關損耗，降低了變換器的整體效率。軟開關技術不但可以提高變換器的效率，而且能有效緩解由二極管反向恢復引起的電壓尖峰問題[13-14]。文獻[15]采用開關管互補導通策略來實現軟開關，但是該策略易受干擾影響，容易造成電路直通而引起故障。

針對上述問題，本文在旋轉電容[16]的基礎上設計了一種新型的非隔離型雙向直流變換器。該拓撲中的電感在Boost/Buck模態下均可與對應旋轉電容作用，使變換器工作在斷續模式(discontinuous current mode, DCM)，從而實現功率器件的零電流關斷(zero current switching, ZCS)。開關管采用雙極性控制，通過調節開關頻率控制輸出功率或電壓，不僅能夠避免同一橋臂開關管同時導通的情況，還可以提高變換器的變比。該變換器損耗低、結構簡單，結合模塊化結構可降低開關管的電氣應力和電容電壓，在高壓大功率場合具有一定的應用前景。

1 電路拓撲

圖1為本文所述雙向DC/DC變換器的拓撲結構圖，圖中Vlow為低壓側直流電源(電壓為Ulow)，Vh為高壓側直流電源(電壓為Uh)，降壓部分包含：諧振電感Lr(電感值為Lr)、諧振電容Cr1(電容值為Cr1)、橋臂開關管Sa和Sb以及續流二極管D1及支路開關S1；升壓部分包含：諧振電感Lr、諧振電容Cr2(電容值為Cr2)、開關管Sc、Sd、二極管D2和支路開關S2。其中，旋轉電容如圖1虛框所示：Sa導通，電容正向充電；Sb導通，電容放電后反向充電。支路開關S1和S2主要作用是為了避免因電容旋轉引起的二極管誤導通，保證二極管支路僅在對應的模式下參與工作。

2 工作原理

在進行穩態分析前，需要做如下假設：

(1)開關管與二極管均為理想器件，導通壓降為0；(2)諧振電感諧振電容均為理想器件，損耗可以忽略；(3)忽略線路中的雜散電感和電容；(4)輸入輸出電壓為恒壓源，忽略擾動。

2.1 Buck模式

雙向DC/DC變換器工作在Buck模式下，閉合S1，能量由高壓側流向低壓側，此時控制開關管Sa和Sb，占空比固定。在一個開關周期內主要分為6個工作階段。各階段的工作圖及電壓電流參考方向如圖2所示，圖中虛線表示各階段內變換器內電流通路。

圖1 DC/DC變換器拓撲結構Fig.1 Topology of DC/DC converter

圖2 Buck模式下各階段工作示意圖Fig.2 Operation principles of each stage in Buck mode

(1)t0—t1階段(階段1):t0時刻，Sa導通，高壓電源、Cr1、Sa橋臂、電感Lr和低壓電源構成回路，高壓電源對Lr、Cr1充電，電感電流和電容電壓波形為正弦波；其余支路均處于開路狀態。

(2)t1—t2階段(階段2)：t1時刻，電容Cr1電壓uCr1上升至Uh，二極管D1正向偏置，電流自然換流至二極管，uCr1被鉗位至Uh；該階段內由低壓電源、D2和Lr構成回路，電容電流iCr1和開關管Sa電流iSa均為0，電感電流iLr1在反向電壓作用下線性下降，電感放電；該階段關斷Sa，屬于零電流關斷。

(3)t2—t3階段(階段3)：t2時刻iLr1降至0，D1自然關斷，由于開關管均處于關斷狀態，電容能量不變，uCr1仍等于Uh，該階段內電路各支路均無電流通過。

(4)t3—t4階段(階段4)：t3時刻開通開關管Sb，電容Cr1旋轉后放電，iCr1反向流動，電容完全放電后反向充電，與階段1相似。

(5)t4—t5階段(階段5)：同階段2。

(6)t5—t6階段(階段6)：同階段3。

通過上述分析，可得在降壓模式下雙向DC/DC變換器的主要波形圖，如圖3所示。

圖3 Buck模式主要工作波形Fig.3 Main working waves in Buck mode

2.2 Boost模式

Boost模式下各階段的工作原理與Buck模式相似，這里不再贅述，區別之處主要在于：(1)低壓電源提供能量；(2)電感電流、iLr2方向與Buck模式方向相反；(3)電感充電階段由低壓電源、Lr和Cr2構成回路；(4)電感放電階段，由低壓電源、Lr、D2和高壓電源構成回路。該模式下主要波形圖如圖4所示。

圖4 Boost模式下主要波形圖Fig.4 Main waves in Boost mode

3 參數設計

3.1 諧振電感、翻轉電容參數

為了方便討論，僅選取上半周期的3個階段，以Buck模式為例，穩態工作模式下，t1—t2階段存在如下表達式：

(1)

式中：uCr1為Buck模式電容電壓；iLr1為電感正向電流。DCM下存在有uCr1(t0)=-Uh，uCr1(t1)=Uh，易得：

uCr1(t)=Uh-Ulow-(2Uh-Ulow)cos(ωr1t)

(2)

(3)

t1—t2階段，存在：

uC1(t)=Uh

(4)

(5)

式中θ1=ωr1t1。

t2—t3階段：

(6)

后半周期與前半周期工作原理基本相同，電容支路電流與參考方向相反，各階段穩態情況下表達式同式(2)—(6)。

Boost模式電感電流和電容電壓表示為：

(7)

(8)

雙向DC/DC變換器應用于直流電網互聯，在兩側電壓值已知的情況下，變換器的電壓增益M均為固定值；不同工作模態下，電容電壓上升至最大值所需的時間在給定器件參數時也應為固定值。

Buck模式下，一個開關周期內高壓側電源電流等于電容Cr1電流iCr1(t)，則平均注入功率：

(9)

式中Ts和fs分別為開關管周期和開關頻率。類似地，Boost模式下則有：

(10)

為了保證變換器工作在DCM，臨界狀態下，可得諧振電感與諧振電容、開關頻率的關系：

(11)

3.2 功率器件選擇

穩態工作期間，開關管所承受的正反電壓最高值均為高壓側電壓，其電流的最大值則為諧振電流峰值；二極管電壓應力為2Uh、電流應力為諧振電流的最高值；表1列出了器件的應力和最大電流/電壓變化率。考慮到兩側電壓等級及電壓增益M，變換器的開關管可以選擇晶閘管、MOSFET或者傳統IGBT。其中，晶閘管成本相對較低，采用晶閘管作為主動開關器件時，變換器的最大工作頻率將由晶閘管性能決定；采用IGBT則可進一步提高系統的工作頻率，開關管占空比應大于(t1—t0)/Ts。為了避免電容被短路，Sa(Sc)和Sb(Sd)的觸發信號應存在半周期的延遲。

表1功率器件電氣應力
Table1Electricalstressofpowerdevices

3.3 模塊化結構

文章所提出的變換器工作在電壓等級較高的情況下，電容支路可采取多個旋轉電容模塊串聯分壓，通過避免高壓電容的使用來降低變換器的造價。模塊化電容支路結構如圖5所示。圖中，n表示子模塊個數C1=C2=…=Cn=Cr1/n。變換器采用多模塊串聯結構時，子模塊開關管在電容作用下自動均壓，電壓應力降低至Uh/n，同等電流水平下，額定電壓3 300 V和1 700 V成本比約為3∶1，功率器件額定電壓的降低節省了投資成本，提高了變換器的經濟性。

圖5 多模塊串聯Fig.5 Multi-modules in series

傳統雙向直流變換器工作在高壓大功率工況下，需要串聯多個開關管，且開關管電壓應力不易實現均分；同時，由于占空比的限制，目前工程上常規Boost變換器的變比最大只能達到10，兩側電壓等級相差較高時仍需要借助變壓器。而模塊化雙向變換器通過調節開關頻率來實現電壓匹配，與占空比無關，相較于傳統變換器的占空比限制，所述變換器能夠有效拓寬升降壓范圍，避免變壓器的使用，從而降低系統整體的體積和質量。該變換器功率器件的零電流關斷特性則大幅度降低了開關損耗，使變換器具備了高頻工作的條件，有利于系統整體經濟效益的提升。

3.4 設計流程

根據上文所述內容，變換器各器件的參數設計具體過程如圖6所示。為了提高變換器的通用性，可適當增加輸入功率Pi和最大開關頻率f的值。變換器應用于一定電壓范圍內的直流母線互聯時，Ulow、Uh應分別取母線電壓的最小值和最大值。

3.5 控制框圖

由式(9)、(10)可以看出，給定電容參數、Ulow和Uh，平均功率主要由開關頻率進行調節，類似地，在給定輸入功率的情況下，也可以通過調節頻率進行電壓的調節。在一個開關周期內，Sa(c)、Sb(d)分別工作在上半周期和下半周期，二者之間需要保證一定的相位差以防同時導通的情況出現。Sa(b)、Sc(d)分屬于不同的工作模態，導通信號各自獨立且不能同時出現。由于壓控振蕩器(voltage controlled oscillator, VCO)可以根據輸入電壓信號的變化生成不同頻率的正弦波，因此，采用VCO也可以實現開關頻率的調節。

圖6 參數設計流程Fig.6 Parameter design scheme

圖7 控制框圖Fig.7 Control block diagram

4 損耗分析

4.1 功率器件損耗

在實際應用中，非理想功率器件均存在通態損耗，開關管在一個周期內其通態損耗功率可表示為

(12)

式中：uce為開關管的通態壓降；is1(t)為開關管導通時的電流，Buck模式和Boost模式下分別等于該階段電感電流iLr1(t)和iLr2(t)。由于開關管在靜態工作時，漏電流近似為0，電壓、電流乘積較小，因此通常不考慮斷態損耗。

對于開關損耗則有：

Pturn-on=fsUsonIsonton

(13)

(14)

式中：Uson、Ison為開通過程中開關管壓降、電流；ton為開通時間；us、is為關斷過程中開關管壓降和電流；Δtoff為開關管關斷過程持續的時間。

二極管支路開關管采用晶閘管，在對應模態下始終保持開啟狀態，其通態功率損耗可表示為

(15)

式中：UT為晶閘管的導通壓降；iD(t)為二極管電流，不同模式下等于升壓/降壓第二階段電感電流。由于該晶閘管僅在模態切換時存在開關狀態，頻率較低，開關損耗可忽略不計。二極管通態損耗為

(16)

式中：UF為二極管的正向壓降；rD為二極管內阻。

二極管斷態損耗可表示為

(17)

式中：IlD為漏感電流；UDmax為二極管關斷時所承受的最大電壓；uD為二極管的瞬時電壓值。該變換器中2種模式下二極管均可以實現零電流關斷，因此其關斷損耗可忽略不計，開通損耗表示為

(18)

式中：UFRM為開通器件的正向恢復電壓峰值；tfr為電壓持續時間。

4.2 電路損耗

考慮到實際LC諧振過程中的阻尼震蕩，設L和C的串聯電阻分別為rL和rC，則由電感和電容等效串聯阻抗所造成的損耗為

(19)

由式(12)—(19)可以看出，平均損耗功率與頻率相關，頻率越高則損耗越大。

Ploss=Pson-state+Psoff-state+PLC+PD

(20)

5 仿真驗證

為了驗證理論分析的正確性，在Matlab/Simulink環境下，搭建低壓150 V，高壓750 V，Boost模式下設定輸入功率6 kW, Buck模式輸入功率4.8 kW的仿真模型。不計雜散電感和電容的影響，電感電流和電容電壓初始值均為0。根據上文所述設計流程，各器件參數如下：旋轉電容Cr1=2.67 μF，Cr2=7.2 μF，rC1=rC2=0.85 mΩ；Boost電容支路采用3個旋轉電容模塊，子模塊電容值均為21.6 μF；諧振電感Lr=0.829 4 mH，rL=13.37 mΩ；2種模式下開關管和二極管參數：uce=2.7 V，UF=0.8 V，UT=1.08 V，rD=rs=0.001 Ω。

5.1 動態響應

為了驗證上述拓撲結構的動態響應性能，變換器工作在Boost模式下時，高壓側用負載替代，通過負載變化來模擬輸出功率改變，仿真中采用VCO進行頻率跟蹤調節。

設置0.010 s時，高壓直流側電阻負載產生變化，由180 Ω增至250 Ω，得到變換器的動態響應如圖8所示。在t=0.010 s前后，高壓側電壓穩定，基本沒有波動；由圖8(b)可以看出，0.010 s后開關管的開關頻率降低，占空比并沒有變化，說明變換器通過改變開關頻率實現了對功率的實時跟蹤，完成了對高壓側直流母線電壓的控制；負荷投切過程沒有明顯影響高壓側直流母線的穩定，證明了控制策略的有效性，直流母線電壓波動則保持在誤差允許范圍內。

圖8 變換器動態響應情況Fig.8 Dynamic response of converter

5.2 模式切換

以iLr2方向為正向，0.020 s進行Boost到Buck模式的切換，電感電流波形變化如圖9所示。可以看出，在0.020 s后，電感電流反向流動，高壓側向低壓側輸送電能，驗證了圖6所設計的模式切換方式的有效性。2種模式下，電感電流均處于DCM，為功率器件零電流關斷提供了條件。

圖9 電感電流Fig.9 Current of inductor

5.3 穩態工作

圖10和圖11分別為2種模式下變換器穩態工作的仿真波形。變換器進入穩態運行模式在Boost模式下需要2個周期，而在Buck模式下僅需要1個周期即可。由仿真波形可以看出，開關管Sa、Sb所承受的最大電壓應力為750 V，與理論分析相符。Boost模式下，電容支路采用了3模塊串聯結構，圖10(a) 中，子模塊電容電壓為250 V，驗證了模塊化結構的電壓均分特性；子模塊開關管Sc、Sd電壓應力均為 250 V，即開關管額定電壓為高壓側電壓的1/3，且隨著子模塊個數的增多，該值還可以進一步減小。圖10(c)、(d) 和圖11(c)、(d)表明，2種模式下，開關管關斷前，其電流均近似為0，實現了開關管的零電流關斷；二極管電流則在線性下降至0后自然關斷，與理論波形相符。

比較Boost和Buck模式下的波形圖可知：(1)Buck模式下，電容電壓上升/下降率明顯高于Boost模式；(2)Boost模式下t1—t2階段在一個周期內的比例小于Buck模式下的，即D1的導通比大于D2的；(3)電容電壓穩定值在Boost模式和Buck模式下均為±Uh。

表2給出了不同模式下電感電流最大值ILmax、二極管電流最大值IDmax、電容支路電流最大值ICmax以及功率損耗等參量的計算值與仿真值的比較，由于寄生電路等因素的影響，iLr1(2)、iD、iCr1(2)的峰值均小于理論計算值；而實際的功率器件的導通損耗以及ESR損耗略大于理論計算值；由于所有開關管均實現了近似的ZCS，變換器的整體效率較高，Boost模式下工作在1 500 Hz的頻率下，效率能夠達到93.27%，較理論值偏低0.45%；Buck模式下工作在800 Hz，轉換效率約為97.54%，與理論值偏差0.10%。

圖10 Boost模式仿真結果Fig.10 Simulation results in Boost mode

圖11 Buck模式仿真結果Fig.11 Simulation results in Buck mode

5.4 雜散電感影響

上述仿真忽略了雜散電容和電感的影響，圖12為55 nH的雜散電感分布在開關管支路中的結果與理想值的比較。圖12(a)表明，在雜散電感的影響下，電容出現過充，其穩定值高于750 V，對應地，開關管的電壓應力也有所增高，約為763 V。不同于理想條件下的瞬間換流，雜散電感的存在延長了換流時間，如圖12(b)所示，二極管和開關管電流峰值在雜散電感作用下均高于理想值。電路中雜散電感的存在提高了對器件的要求。

圖12 雜散電感影響Fig.12 Influence of stray inductance

5.5 變換器效率

在Lr、Cr1和Cr2確定的情況下，輸入功率與開關頻率呈正比關系，圖13給出了Boost/Buck模式下不同開關頻率工作狀態下變換器的效率，顯而易見，變換器效率均穩定在92%以上，且Buck模式下效率均大于96.5%。由于2種工作模式下損耗均以開關管的通態損耗為主，Buck模式下，開關管導通時間較短，通態損耗降低，且Buck模式下Cr1值近似為Cr2的1/3，由式(12)可知，Pon-state相對Boost模式大大減少，則該模式下的效率較高。

圖13 效率曲線Fig.13 Efficiency curves

6 結 論

(1)相對于隔離型變換器，文中采用非隔離型結構，降低了設計和制造難度；通過模塊化旋轉電容結構降低了功率器件的電壓應力。變換器工作在DCM下，實現了開關管和二極管的ZCS，有效提高了轉換效率。仿真結果表明，變換器效率能夠保持在92%以上。

(2)文中所提控制策略能夠實現工作模式的切換，且工作模式獨立不受影響；變換器在開關管占空比固定的情況下通過調節開關頻率保持電壓穩定。仿真驗證了控制策略具備較好的動態特性。

后續研究需要結合模塊化結構搭建物理樣機，結合實際工況進行高壓大功率場合下變換器的性能優化。

[1] 蔡旭, 施剛, 遲永寧, 等. 海上全直流型風電場的研究現狀與未來發展[J]. 中國電機工程學報,2016, 36(8): 2036-2048.

CAI Xu, SHI Gang, CHI Yongning,et al. Present status and future development of offshore all-DC wind farm[J]. Proceedings of the CSEE,2016,36(8): 2036-2048.

[2] 姚良忠, 吳婧, 王志冰, 等. 未來高壓直流電網發展形態分析[J]. 中國電機工程學報,2014, 34(34): 6007-6020.

YAO Liangzhong, WU Jing, WANG Zhibing,et al. Pattern analysis of future HVDC grid development[J]. Proceedings of the CSEE,2014, 34(34): 6007-6020.

[3] ENGEL S P, SOLTAU N, STAGGE H,et al. Dynamic and balanced control of three-phase high-power dual-active bridge DC-DC converter in DC-grid applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(4):1880-1889.

[4] 金峰, 劉福鑫, 阮新波. 采用模塊化結構的多相多電平LLC諧振變換器 [J]. 中國電機工程學報,2015, 35(17): 4486-4493.

JIN Feng, LIU Fuxin, RUAN Xinbo. Multi-phase multi-level LLC resonant converter with modular structure[J]. Proceedings of the CSEE,2015, 35(17): 4486-4493.

[5] KENZELMANN S, RUFER A, DUJIC D,et al. Isolated DC/DC structure based on modular multilevel converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(1):89-98.

[6] 索之聞, 李庚銀, 遲永寧, 等. 一種基于子模塊混合型模塊化多電平換流器的高壓大功率 DC/DC 變換器[J]. 中國電機工程學報,2015, 35(14): 3577-3585.

SUO Zhiwen, LI Gengyin, CHI Yongning,et al. A cell-hybrid modular multilevel converter based high-voltage high-power DC/DC converter[J]. Proceedings of the CSEE,2015, 35(14): 3577-3585.

[7] 魏曉光, 王新穎, 高沖, 等. 用于直流電網的高壓大容量DC/DC變換器拓撲研究[J]. 中國電機工程學報,2014, 34(S1): 218-224.

WEI Xiaoguang, WANG Xinying, GUO Chong,et al. Topologies research of high voltage and high power DC/DC converters used in DC grids[J]. Proceedings of the CSEE,2014, 34(S1): 218-224.

[8] LIN B. Modular resonant DC/DC converter for DC grid system applications[J]. IET Renewable Power Generation, 2017, 11(7):952-958.

[9] SUN L, ZHUO F, WANG F,et al. A novel topology of high voltage and high power bidirectional ZCS DC-DC converter based on serial capacitors[C]//2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. Long Beach, CA: IEEE, 2016:810-815.

[10] FILSOOF K, LEHN P W. A bidirectional modular multilevel DC/DC converter of triangular structure[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(1):54-64.

[11] 趙成勇, 李路遙, 翟曉萌, 等. 新型模塊化高壓大功率DC/DC變換器[J]. 電力系統自動化,2014, 38(4): 72-78.

ZHAO Chengyong, LI Luyao, ZHAI Xiaomeng,et al. A new type of modular high-voltage high-power DC-DC converter[J]. Automation of Electric Power Systems,2014, 38(4): 72-78.

[12] ZHANG X, GREENT C. The modular multilevel converter for high step-up ratio DC/DC conversion[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2015, 62(8):4925-4936.

[13] 吳紅飛, 陸玨晶, 石巍, 等. 一族非隔離雙向直流變換器[J]. 中國電機工程學報,2012,32(9): 65-71.

WU Hongfei, LU Yujing, SHI Wei,et al. A family of non-isolated bi-directional DC-DC converters[J]. Proceedings of the CSEE,2012, 32(9): 65-71.

[14] PARASTAR A, SEOK J. High-gain resonant switched-capacitor cell-based DC/DC converter for offshore wind energy systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(2):644-656.

[15] 張國駒, 唐西勝, 周龍, 等. 基于互補PWM控制的Buck/Boost雙向變換器在超級電容器儲能中的應用[J]. 中國電機工程學報,2011,31(6): 15-21.

ZHANG Guoju, TANG Xisheng, ZHOU Long,et al. Research on complementary PWM controlled buck/boost bi-directional converter in supercapacitor energy storag[J]. Proceedings of the CSEE,2011, 31(6): 15-21.

[16] FILSOOF K, HAGAR A A, LEHN P W. A transformerless modular step-up DC-DC converter for high power applications[J]. IET Power Electronics, 2014, 7(8):2190-2199.

收稿日期：2017-06-03

孟明(1967)，男，博士，副教授，主要研究方向為電網規劃、新能源發電、智能微電網；

蘇亞慧(1990)，女，通信作者，碩士研究生，主要研究方向為DC/DC變換器拓撲結構及其控制策略；

吳亞帆(1992)，女，碩士研究生，主要研究方向為儲能能量優化、智能微電網。

(編輯 張小飛)

Soft-SwitchingDC/DCConverterDesignforDCGridBasedonRotatingCapacitor

MENG Ming, SU Yahui,WU Yafan

(School of Electrical and Electronic Engineering, North China Electric Power University, Baoding 071003, Hebei Province, China )

As a key device to realize the interconnection between DC bus with different voltage levels,the improvement of DC-DC converter conversion efficiency is of great significance for establishing DC grid. This paper proposes a non-isolated bidirectional DC/DC converter based on rotating capacitor with zero-current-switching capability of power device, in order to reduce the volume and weight of high-power soft-switching DC-DC converters. We introduce the circuit topology of the converter; analyze the steady state working process under different modes; design specific parameters and basic control scheme of the device and study the power loss characteristics of the converter; finally, verify the correctness of the design scheme and control strategy through the simulation model in Matlab/Simulink. The results show that the proposed converter can achieve zero-current-switching of switch and diode and has high conversion efficiency.

bi-directional DC/DC converter; zero-current-switching; frequency control; power loss; mode conversion; parameter design

TM85

A

1000-7229(2017)11-0032-09

10.3969/j.issn.1000-7229.2017.11.005

2017-06-03