基于改進最大轉矩電流比控制的電動汽車用內嵌式永磁同步電機驅動控制系統*

張尚坤, 顏建虎, 楊 凱

(南京理工大學 自動化學院,江蘇 南京 210094)

基于改進最大轉矩電流比控制的電動汽車用內嵌式永磁同步電機驅動控制系統*

張尚坤, 顏建虎, 楊 凱

(南京理工大學 自動化學院,江蘇 南京 210094)

環境污染及能源危機直接推動了傳統燃油汽車向環保型電動汽車的發展，作為電動汽車關鍵部件之一的電機驅動控制系統，直接影響著電動汽車未來的發展前景。在電機驅動控制系統運行的過程中，針對內嵌式永磁同步電機(IPMSM)仍采用較簡單的id=0控制方式不能滿足汽車大轉矩的要求；采用傳統的最大轉矩電流比(MTPA)查表控制方式，由于存在大量離散數據點，會嚴重影響整個系統的響應速度。針對以上問題，提出了等效綜合電流矢量控制的MTPA控制方法。首先建立了永磁同步電機(PMSM)的數學模型，分析了id=0和MTPA矢量控制方式的基本原理，給出了新型MTPA的控制方案。通過Simulink仿真及樣機試驗，對比了兩種矢量控制方式，驗證了等效綜合電流矢量控制的MTPA控制方式的可行性及優越性。

電動汽車；內嵌式永磁同步電機；最大轉矩電流比；矢量控制

0 引 言

汽車是人們生活出行的重要交通工具，隨著人們物質生活水平的提高，汽車已逐步進入尋常百姓家。但如今，由于不可再生能源正逐漸消耗殆盡，資源短缺及環境污染等一系列問題，傳統燃油汽車向新型無污染的環保電動汽車轉型已成必然趨勢[1-2]。電機驅動系統是電動汽車的關鍵部件之一，是電動汽車上將電能轉換成機械能的動力裝置，其直接關乎電動汽車性能的好壞，所以研發適合電動汽車行駛工況的驅動控制系統已成為電動汽車領域研究的重要內容[3-6]。

永磁同步電動機(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)具有體積小、效率高、功率密度大等優點，廣泛應用于新能源電動汽車的驅動系統[7-8]。為了滿足電動汽車電機以較高轉速運行的需要，PMSM在機械結構上一般采用永磁體嵌入轉子磁鋼內部的方式，其機械可靠性得到了明顯提高。針對這種適宜作為車用驅動電機的內嵌式永磁同步電機(Interior PMSM,IPMSM)，由于其電磁特性的直、交軸電感分量不相等，電機運行時會產生磁阻轉矩，從而保證了轉子高速運轉時的轉矩輸出及運行效率[9]。目前由于車用電源容量及控制器物理特性的限制，最大轉矩電流比(Maximum Torque Per Ampere,MTPA)矢量控制策略得到了普遍應用[10-11]。相對于id=0矢量控制策略，MTPA控制可以以較小的輸出電流輸出相同的轉矩，減小了PMSM的損耗，使得電機在同樣功率等級下獲得更高轉速。文獻[7]提出了迭代擬合的MTPA控制方式，通過迭代曲線的數學擬合實現電流分量的解耦控制，相對于查表法雖然節約了系統的存儲量、提高了系統的運算速度，但運算復雜程度依舊很高。文獻[12]實現了在線參數辨識的MTPA控制，提高了控制精度，但電機低速運行時效果不佳。文獻[13]將綜合電流矢量應用于低壓IPMSM的MTPA控制，實現了電流的最優計算，有效提高了電機的運行效率。

本文以電動汽車應用的IPMSM為研究對象，將MTPA控制中的轉矩用綜合電流矢量等效代替，結合電動汽車實際工況中的電流極限圓，根據dq軸目標電流的方向進行公式推導實現電流的解耦控制。通過Simulink軟件仿真，對比了id=0和新型MTPA矢量控制策略的仿真結果，憑借高性能DSP強大的浮點運算能力進行樣機試驗，最終驗證了新型MTPA控制策略在電動汽車用IPMSM驅動系統中具有更好的可應用性。

1 PMSM的數學模型

PMSM的dq軸數學模型是分析PMSM穩態運行性能和瞬態性能的基礎。考慮到PMSM系統多變量、非線性、強耦合等特性，為了建立正弦波PMSM的dq軸數學模型，首先假設：忽略電動機鐵心飽和、渦流及磁滯損耗；電動機的電流為對稱的三相正弦波電流[14]。PMSM的等效模型如圖1所示，圖中ψf為轉子永磁體的勵磁磁鏈，θ為d軸與電機A相磁鏈的夾角。

圖1 dq坐標系下PMSM模型

按照電動機慣例，規定：輸入電流為電流正方向，電壓正方向與電流正方向相同，反電動勢正方向與電流正方向相反。根據坐標變換理論，可得dq坐標系下的定子電壓方程：

磁鏈方程：

電磁轉矩方程：

機械運動方程：

式中:ud、uq,id、iq,ψd、ψq——定子dq軸的電壓、電流、磁鏈分量；

ωe、ωr——電機同步電角速度和機械角速度；

Rs——定子相電阻；

Ld、Lq——定子繞組的dq軸電感；

p——電機的極對數；

J——電機轉子轉動慣量；

TL——負載轉矩；

K——阻尼系數。

2 PMSM矢量控制原理

2.1id=0控制

id=0控制時，顧名思義其定子電流只有交軸分量，所以式(3)可以簡化為

圖2 id=0控制系統簡圖

即可得id=0的控制系統圖，如圖2所示。圖2中ωr和θ為位置傳感器檢測出的電動機實時轉速和空間位置角，ia和ib為電流傳感器檢測出的實際定子兩相電流值。實際速度信號與速度指令值的差值經速度控制器和電流控制器后，即可得到電動機dq軸的電壓指令值，再經過矢量變換和SVPWM模塊控制開關管便可實現對電動機的控制。

2.2MTPA控制

MTPA控制是凸極式PMSM常用的電流控制策略，對dq軸電流分量進行合理控制可以充分利用IPMSM的磁阻轉矩，提高電機系統的最大轉矩輸出，以提高系統的運行效率。

電動汽車依靠可移動電源遠程運行，其可提供電壓幅值是有限的。當電動汽車穩定運行時，電動機電壓矢量可表示為

由于電動機一般運行于較高轉速，忽略電阻壓降且Ld≠Lq，聯立式(1)、式(2)、式(6)可得電壓橢圓方程為

所以對于給定轉速、電動機穩態運行時，定子電壓極限軌跡即為電壓極限橢圓。隨著電機轉速的提高，電壓極限橢圓與轉速成反比例縮小，從而形成了一組橢圓曲線。同理可得電機的電流極限方程為

電動機運行時，其電矢量既不能超出電動機的電壓極限橢圓，也不能超出電流極限橢圓。

MTPA控制時，電動機的電流矢量應滿足：

將式(3)、式(8)代入式(9)，可求得

將式(10)反代入式(3)，可求得交、直軸電流分量與電磁轉矩的關系，進而定子電流分量可表示為

對于任意給定轉矩，由式(11)即可求得最小電流的兩個分量作為電流控制指令值，從而實現電機的MTPA控制。但式(11)為高階方程，工程實現比較困難。為簡化控制復雜度，由轉矩和電流的關系，可將對轉矩變量的控制等效為對綜合電流矢量is的控制。所以聯立式(8)和式(10)，即可得交、直軸電流分量與綜合電流矢量is的關系式:

由于受到電流極限圓的限制，電動機MTPA軌跡與電流極限圓交于A點(見圖3)，穿過A點的電壓極限圓對應的轉速為ω1。圖3中OA段上，電動機在軌跡各點作恒轉矩運行，通過該點的電壓極限圓對應的轉速為該轉矩下的轉折速度，而交點A對應輸出轉矩最大時的轉折速度。由于電動機運行時電壓和電流均不能超過各自極限值，所以A點則對應電動機可以輸出的最大轉矩。此時電壓電流均為極限值，即電動機的dq軸電流分量分別為式(12)、式(13)所示。故可得電動機MTPA控制系統的簡圖，如圖4所示。

圖3 IPMSM定子電流矢量軌跡

圖4 MTPA控制系統簡圖

3 控制系統仿真試驗分析

3.1控制系統仿真

綜合上述理論分析，利用Simulink工具進行PMSM控制系統的建模，結合自帶電機模塊構建整個矢量控制系統的仿真模型。選用電動汽車行駛中驅動電機的實際需求轉速作為電機系統的控制目標，即將轉速目標值直接作為模塊輸入。為驗證原理且考慮實際試驗器材，本文選用低功率永磁電機進行仿真，電機參數如表1所示。

表1 電機參數

圖5～圖9分別是采用id=0控制和MTPA矢量控制時的轉速、轉矩和電流響應曲線對比圖。控制系統仿真時：t=0時刻，給定轉速指令為500 r/min；t=0.5 s時刻突加負載轉矩為10 N·m，t=1 s時刻突加給定轉速指令750 r/min。

圖5 轉速響應曲線

圖6 轉矩響應曲線

圖7 A相電流響應曲線

圖8 d軸電流響應曲線

圖9 q軸電流響應曲線

由圖5～圖9可知，采用新型MTPA控制時的電機具有和id=0控制時相似的良好穩態性能；在起動和中程加速的過程中，采用MTPA控制時電動機能輸出更高的轉矩，且A相電流ia小于id=0控制時的A相電流，也即是以更小的電流獲得更大的帶載轉矩。由圖5轉速響應曲線可知：采用MTPA綜合電流矢量的轉速響應速度明顯加快，進而使電機在電動汽車起動和中程加速的過程中快速進入穩態運行階段，且轉速超調及突加負載時的轉速落差都很小。綜合圖5～圖9各性能曲線對比得知，新型MTPA控制方式既簡化了控制的復雜度，在性能上也優于id=0控制方案，所以其完全能滿足電動汽車速度響應快、起動轉矩大、電流小的工況需求。

3.2系統試驗

為充分證明本文所提方法的可行性及優越性，進行了相關樣機試驗。試驗電機參數與仿真中電機參數相同，控制系統以TI公司的高速浮點型DSP TMS320F28335作為主控芯片。試驗平臺如圖10所示。

圖10 試驗平臺

圖11～圖14分別是id=0和新型MTPA控制方式下突加負載和額定負載運行下的A相電流響應曲線。由電流響應曲線對比可知：IPMSM從5 N·m穩定運行狀態突然增加負載到10 N·m時，采用MTPA控制方式可以以較小的相電流超調快速進入新的穩態運行階段，且恒定負載運行時相電流更小。所以綜合試驗電流響應曲線，采用新型MTPA控制方式可以小超調快速跟蹤系統指令，相對于id=0控制方式具有更強的動態性能。試驗結果與前面仿真基本一致。

圖11 id=0控制下轉矩增加時A相電流波形

圖12 MTPA控制下轉矩增加時A相電流波形

圖13 id=0控制下負載轉矩10 N·m時A相電流波形

圖14 MTPA控制下負載轉矩10 N·m時A相電流波形

4 結 語

為了滿足電動汽車高轉矩的要求，簡化現有MTPA控制方法的復雜度，本文提出并實現了綜合電流矢量等效替代轉矩控制的MTPA控制方案。通過系統仿真及樣機試驗，結果表明：采用該算法的驅動控制系統能夠獲得良好的穩態性能，且在電動機起動、加速過程中及穩態運行階段，比id=0控制方案擁有更高的起動轉矩、相對較小的相電流及更小的轉速超調，整個穩態過程中響應曲線非常平滑。綜上所述，本文提出的新型MTPA控制算法簡單，具有良好的動態和穩態性能，可以滿足電動汽車的工況要求、提升整車的運行效率。

[1] 黃明明,郭新軍,周成虎,等.一種新型電動汽車寬調速驅動系統設計[J].電工技術學報,2013,28(4): 228-233.

[2] 崔方,劉芳華,邱忠華,等.基于DSP的電動車用無刷直流電機控制器的設計[J].電機與控制應用,2014,41(4): 52-56.

[3] 金寧治,王旭東,李文娟.電動汽車PMSM MTPA控制系統滑模速度控制[J].電機與控制學報,2011,15(8): 52-58.

[4] KIM S M, YOON Y D, SUL S K. Maximum torque per ampere (MTPA) control of an IPM machine based on signal injection considering inductance saturation[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2013,28(1): 488-497.

[5] 李強,王永全,付瑤琴.電動汽車用異步電機驅動控制系統可靠性分析[J].電機與控制應用,2014,41(7): 62-67.

[6] 沈輝,張希.電動汽車牽引電機新型控制系統的設計研究[J].電氣傳動,2015,45(3): 3-6.

[7] 張文娟,馮垚徑,黃守道,等.基于迭代法的內置式永磁同步電機最大轉矩/電流控制[J].電工技術學報,2013,28(2): 402-407.

[8] SUN T F, WANG J B. Self-learning MTPA control of interior permanent magnet synchronous machine drives based on virtual signal injection[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2016,52(4): 1056-1062.

[9] 李長紅,陳明俊,吳小役.PMSM調速系統中最大轉矩電流比控制方法的研究[J].中國電機工程學報,2005,25(21): 169-174.

[10] 曹暉,羅峰,周盼,等.永磁同步電機最大轉矩電流比控制的仿真研究[J].微電機,2015,48(6): 55-59.

[11] 邱鑫,黃文新,卜飛飛,等.電動汽車用IPMSM直接轉矩控制系統效率優化[J].電工技術學報,2015,30(22): 42-48.

[12] PEERASIN P, SUDCHAI B, MONGKOL K. Online parameter identification method for IPMSM drive with MTPA[C]∥ International Conference on Electrical Machines and Systems,2015: 1775-1780.

[13] KASSEM R, BENEDIKT S.Study on the MTPA control for a low voltage IPMSM[C]∥ International Conference on Ecological Vehicles and Renewable Energies,2015: 1-5.

[14] 張伯澤,阮毅.內嵌式永磁同步電機最大轉矩電流比控制研究[J].電機與控制應用,2015,42(2): 13-15.

InteriorPermanentMagnetSynchronousMotorControlSystemforElectricVehicleBasedonImprovedMaximumTorquePerAmpereMethod*

ZHANGShangkun,YANJianhu,YANGKai

(School of Automation, Nanjing University of Science and Technology, Nanjing 210094, China)

Environmental pollution and energy crisis directly promoted the traditional fuel cars to the development of environment-friendly electric vehicles (EVs). As one of the key components of EVs, motor drive control system directly affected prospects of EVs in future. In the motor drive control system operation process, the interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM) used a relatively simpleid=0 control mode could not meet the high torque requirements of automobile. Due to a large number of discrete data points, the look-up table control mode of traditional maximum torque per ampere (MTPA) would seriously affect the speed response of system. To solve above problems, an improved MTPA control method with equivalent integrated current vector control was presented. At first, the mathematical model of permanent magnet synchronous motor (PMSM) was established to analyze the basic principle ofid=0 and MTPA vector control mode to present a novel MTPA control method. To compare the two methods of vector controls, the feasibility and superiority of integrated equivalent current control of MTPA was verified by simulation and prototype experiment.

electricvehicle;interiorpermanentmagnetsynchronousmotor(IPMSM);maximumtorqueperampere(MTPA);vectorcontrol

國家自然科學基金項目(51407094)；江蘇省自然科學基金項目(BK20140785)

張尚坤(1992—)，男，碩士研究生，研究方向為新型永磁電機控制技術。顏建虎(1983—)，男，講師，研究方向為新型永磁電機的設計與控制技術。楊 凱(1992—)，男，碩士研究生，研究方向為新型永磁電機的設計與優化。

TM 301.2

A

1673-6540(2017)11- 0012- 06

2017 -03 -06