基于IGBT的除顫能量發生器控制系統設計*

鄭越，王曉飛，邵海明，張煌輝，張文飛

（1.北京信息科技大學 儀器科學與光電工程學院，北京 100192；2.中國計量科學研究院，北京 100013；3.福建省計量科學研究院，福州 350003；4.北京航空航天大學，儀器科學與光電工程學院，北京 100191）

0 引 言

除顫能量發生器可用來產生單、雙相波形。2013年研制的國內第一臺BeneHeart D6精度（±2 J或±15%，取較大者）與除顫儀“鼻祖”美國ZOLL的M-series除顫監護儀的能量精度（±3 J或±15%，取較大者）相當。可以說，國產除顫儀的能量精度已經達到了國際先進水平。隨著除顫器用途越來越廣泛，在與除顫器檢測相關的除顫分析儀方面，國內沒有相關檢測標準，這與除顫器在使用中是否可靠、是否安全息息相關。因此有必要研制除顫能量發生器，用于校準除顫能量分析儀的相關研究［1］。

本文是除顫能量發生器課題中產生單相波的電路控制系統部分。除顫脈沖能量發生器要產生單、雙相波，開關控制電路是難點之一。IGBT廣泛應用于電力、航天、電動汽車、伺服控制器、UPS、電源、斬波電源、無軌電車等，除顫脈沖能量發生器也主要采用大功率管的繼電器（SSR）進行控制。本文采用復合了功率場效應管和晶體管的IGBT實現電路控制，它具有輸入阻抗高、工作速度快、熱穩定性好、驅動電路簡單、通態電壓低、耐壓高和承受電流大等優點［2］。

1 除顫器工作原理

除顫器多采用RLC阻尼振蕩放電的原理進行電擊除顫。在除顫瞬間釋放高壓脈沖電流，一般持續時間為4 ms～10 ms，釋放能量為 2 J～400 J（單相波）、2 J～200 J（雙相波）［3］（見圖1）。

圖1 除顫器原理圖Fig.1 Principle schematic diagram of defibrillator

電壓變換器將除顫器電源提供的低壓直流電轉換成脈沖高壓，然后經高壓整流后向除顫器的儲能電容C充電，當電容存儲能量達到預先設定值后充電電路控制開關斷開。除顫時，放電電路控制開關閉合，儲能電容C、電感L、以及負載電阻R（R電阻之和）串聯接通，使之構成RLC諧振衰減電路，即阻尼振蕩放電電路，此時除顫器釋放除顫電流［4］。

2 系統方案設計

2.1 整體方案設計

IGBT開關電路控制系統主要由ARM嵌入式開發板、電源、儲能電容、IGBT控制電路、示波器及其計算機（PC機）構成，系統整體方案框圖如圖2。

系統工作時，電源給電容充電。充電完成后，將開關斷開，利用STM32輸出PWM信號控制驅動電路輸出，從而控制IGBT導通與中斷，實現儲能電容周期性的充放電。最后采用示波器測量形成單相波衰減波形，圖中電阻為50Ω模擬電阻。

圖2 IGBT控制系統框圖Fig.2 Block diagram of IGBT control system

2.2 IGBT硬件方案設計

硬件設計分為供電電源設計、柵極驅動電路設計、三極管控制IR2117分析、電路仿真等4部分組成。設計的IGBT控制電路系統，電路原理圖如圖3所示。

圖3 IGBT硬件控制電路Fig.3 Overall circuit diagram of IGBT hardware control

2.2.1 供電電源設計

DG1為變壓器，將 220 V電壓降為 15 V；KBU808為整流橋，其內部主要是由四個二極管組成的橋路來實現把輸入的交流電壓轉化為輸出的直流電壓；LM7815和LM7915為線性穩壓集成電路，中間增加電容用來濾波，輸出穩定的±15 V，給IGBT電路外部供電（見圖4）。

2.2.2 柵極驅動電路設計

柵極驅動電路的作用是驅動IGBT正常工作，要求在給定PWM信號電平下，合理設計柵極驅動電路的輸出，滿足驅動要求。工程應用表明，大容量IGBT器件的故障損壞率比小電流的IGBT器件高得多，而驅動和隔離引起的IGBT的損毀大約在30%以上［5］。由于IGBT自身特性，在負載短路或者過流的情況下，可能導致器件超過熱極限、電流擎住效應、關斷過電壓等造成IGBT無法正常工作，因此對驅動電路提出了很高的要求。

圖4 電源供電電路Fig.4 Power supply circuit

本文采用IR2117柵極驅動器件，該器件是專為驅動單個MOSFET或IGBT而設計的柵極驅動器，其輸入與標準的CMOS電平兼容，輸出驅動特性可滿足交叉導通時間最短的大電流驅動輸出級的設計要求。懸浮通道與自舉技術的應用使其可直接用來驅動一個工作于母線電壓高達600 V的、在高邊或低端工作的 N溝道 MOSFET或 IGBT［6］。

C2、C3為濾波電容，C4、C5為自舉電容，VB和VCC利用自舉技術產生時，此端分別通過電容和二極管連接到VS端；采用2N5551三極管，給予PWM信號控制IR2117，要求三極管工作在線性區域；二極管BYV26C和SB560為快恢復性二極管，它的特點是反向恢復時間很短；柵極電阻一般為20Ω～50Ω，此次設計使用50Ω電阻，IGBT的柵極驅動電壓VCE通常推薦使用+15 V［7］。采用ARM嵌入式開發板，處理器為STM32F103ZET6，設置PWM信號為開漏輸出，并輸出PWM信號；IGBT采用N溝道耗盡型美國電報半導體IXBH12N300，它的集電極發射級擊穿電壓高達3 000 V，集電極電流30 A，具有良好的電氣特性，符合開關電路控制要求。

2.2.3 2N5551控制 IR2117分析

采用 Multisim仿真 2N5551，經計算，常溫下2N5551的放大倍數β＝116。STM32輸出為數字信號，經示波器測量，電壓分別是3.3 V和0 V。

根據三極管放大特性及其相關公式，基極電流：

經計算，基極電流IBQ＝（3.3-0.7）V／200 kΩ＝0.013 mA。

集電極電流：

經計算，集電極電流ICQ＝116×0.0113 mA＝1.5 mA。

三極管工作在放大區，則：

根據IR2117手冊邏輯電平說明，當三極管導通時，IR2117必須低于6 V電壓。因此端口2處電壓取5 V滿足條件，于是：

經計算UCQ＝5 V，最后得R2+R4＝3.3 kΩ，取R4＝300Ω，此時R2＝3 kΩ。根據IR2117驅動要求：

取R1＝6 kΩ，此時電流I2＝1.67 mA。所以I2117＝（1.67-1.5）μA＝170μA，符合驅動電路要求［8］。

2.2.4 IGBT控制電路仿真

為了進一步分析IGBT電路，對其進行仿真，觀察放電時間常數。由電路理論，得知電阻上的波形為一階RC函數，電容上的電壓隨著時間的變化，得到指數函數公式：

當t＝2RC時，Vt＝0.14Vc；當t＝5RC時，Vt＝0.01Vc；時間大概為5個周期時，可以視為波形結束。

放電時間常數：

模擬阻抗R＝50Ω，充電電容C＝100μF，帶入公式（7），得：

馮道知曉自己的處境，處事圓滑，避難以存身。據史書所載馮道的幾則故事，可見其處事圓滑、善于揣摩上意，后晉高祖曾以兵事問馮道，他答道：“臣本自書生，為陛下在中書，守歷代成規，不敢有一毫之失也。臣在（后唐）明宗朝，曾以戎事問臣，臣亦以斯言答之。 ”〔4〕（卷一百二十六，P3869）武夫當權的時代文人的地位本就低微，馮道很清楚君王不愿意文人過多參問軍機要務，含糊其辭、蒙混過關無疑是最佳的明哲保身之計。

運用Multisim 11.0對IGBT控制電路進行仿真，結果如圖5所示。

圖5 IGBT電路放電時間仿真結果Fig.5 IGBT circuit discharge time simulation results

根據前述原理描述，2個周期T內，放電Vt＝0.14Vc。從仿真結果看T1對應的實際電壓28.9 V，衰減穩定后電壓T2為 4.01 V，經計算得 4／29×100% ＝13.7%，耗時 11.1 ms，與理論基本吻合。

2.3 軟件方案設計

IGBT的控制系統軟件設計在Keil uVision3下的Real View MDK-ARM 3.0開發環境下進行開發，使用C語言進行編寫，編譯后通過mcuisp下載到ARM單片機的flash中。

計算機通過編程發送控制數據給STM32單片機，STM32輸出周期性占空比為50%的PWM信號，從而控制IGBT導通與中斷，最終產生單相衰減波形（見圖6）。

脈沖寬度調制（PWM），簡稱脈寬調制，是利用微處理器的數字輸出來對模擬電路進行控制的一種非常有效的技術。

設計PWM軟件，需要設計定時器，定時器的一個主要功能就是到指定時間就會產生一個溢出事件，這個時間的設置與定時器時鐘有關，在定時器時鐘基礎上進行預分頻，設置計數溢出大小。STM32的定時器除了TIM6和TIM7之外，其他的定時器都可以用來產生PWM輸出。其中，高級定時器TIM1和TIM8能夠產生3對PWM互補輸出，而TIM2-TIM5也能同時產生4路的PWM輸出。本文選用TIM3通用定時器，編寫程序輸出PWM信號，占空比設置50%，脈沖寬度200 ms，脈沖寬度公式如下：

式中72 MHz為STM32單片機的時鐘頻率，TIM_PRE為預分頻系數，TIM_PER為計數器溢出大小［9］。

圖6 IGBT控制系統軟件流程圖Fig.6 Software flow chart of IGBT control system

3 實驗與討論

3.1 IGBT控制系統調試

將IGBT控制板與STM32主控制電路、充電電容、線性供電電源、模擬阻抗和示波器組成控制系統，測定釋放的單相波放電時間，控制系統如圖7所示。將示波器顯示的單相波波形放大，如圖8所示。

由圖8知，IGBT控制電路板調試后出現穩定的單相指數衰減波形。因示波器無法測量高達上千伏的電壓，需接分壓電阻，示波器顯示電壓55 V，其中，電阻分壓比為50∶1，峰值電壓高達 2 750 V。由FLUKE 7000DP的測量參數，顯示峰值電壓為2 740 V，基本與示波器換算來的電壓值一致。圖中每格2 ms，可看出放電時間為10 ms。

圖7 IGBT控制的單相波產生電路Fig.7 Single phase wave testing circuit by IGBT control

圖8 除顫脈沖單相波波形Fig.8 Single phase waveform of defibrillation pulse

3.2 IGBT控制系統重復性實驗

為了進一步驗證除顫脈沖單相波控制系統的穩定性，對IGBT控制的電路系統進行重復性實驗。

重復性是指“在相同測量條件下，對同一被測量進行連續多次測量所得結果之間的一致性［10］。計量標準對選定的被測對象進行n次重復測量（一般要求n不少于10次），重復性試驗使用單次測量值實驗標準偏差S（x）。在貝塞爾公式中是計算x的和，保留了所有隨機效應的成分。其公式為：

式中為取樣值的平均值

取釋放的能量值為 20 J、100 J、200 J、360 J四組數據進行分析，覆蓋高、低量程。以FLUKE 7000DP分析儀為模擬負載，分別記錄10組單相波能量值。

表1 IGBT控制系統釋放單相波能量測量值Tab.1 IGBT control system energy of single phase wave

表2 不同能量測量值的計算數據Tab.2 Calculation data for different energy measurements

通過以上分析，得到四種能量下的標準偏差（精度）E＜1.5 J。查閱相關產品手冊，列舉國外主流型號的除顫分析儀能量精度，驗證除顫控制系統的能量標準偏差（精度）是否達到要求。

表3 不同除顫分析儀的能量精度Tab.3 Accuracy of different defibrillation energy analyzer

由表3知：當E＜100 J時（取20 J），FLUKE分析儀的精度為±0.3 J，ALK phase 3分析儀的精度為±0.2 J，此時 IGBT控制系統的標準偏差僅為0.12 J，其他分析儀精度為±2 J。當E＞100 J時（取360 J），Bio-Tek QED-6最大為 ±2%讀數 ±0.1 J，對應的能量精度為±7.3 J，此時IGBT控制系統的標準偏差僅為1.48 J。因此，由IGBT設計的控制系統產生的單相波能量精度完全滿足除顫分析儀的校準要求。

4 結束語

除顫能量發生器開關電路控制需要精確的導通和中斷，采用IGBT設計的控制系統，實現了放電電路產生穩定單相波的功能，實際放電時間常數10 ms，符合理論要求。設計的供電電源可以穩定輸出15 V電壓，可以作為調試電路的供電電源使用。將設計的IGBT控制系統進行重復性實驗，得出單相除顫能量的標準偏差＜1.5 J，與商用除顫分析儀的能量精度進行對比，完全滿足市面上常用的商用除顫分析儀校準要求。綜合來看，所設計的IGBT的除顫能量發生器電路控制系統，電路性能穩定，結果可靠，重復性好。同時，為后續開展全橋逆變電路和設計高精度的脈沖分流分壓器進行能量數據采集提供基礎。