直流回饋型直流電子負載的設計與研究

王成，廖冬初，蔡華鋒

（湖北工業大學太陽能高效利用湖北省協同創新中心，武漢430068）

0 引 言

傳統機車電源出廠測試用負載基本上都是能耗型負載，在測試過程中不僅將電能完全消耗，同時還產生大量熱量，惡化了周圍的工作環境。隨著當今社會高速發展，能源危機和環境污染日益嚴重，節能環保已成為當今社會發展的必要前提。近年來能量回饋型電子負載引起了國內外學者的廣泛關注，目前所研究的能量回饋型電子負載其回饋側基本上都是交流電網［1-5］。針對機車上輸入側為直流的直流電源，例如在機車上廣泛使用的8 kW充電機，其輸入側為DC600 V，可直接將測試能量回饋到被試電源直流輸入側，相較于回饋側為電網的能量回饋型電子負載，其優點是：（1）控制算法簡單，更容易實現；（2）測試能量直接使用回饋能量，省去了逆變、整流等能量變換環節，避免了能量在多次轉換過程中產生的諧波和損耗；（3）降低了廠房的輸入總容量。

本文針對此類電源出廠前所需進行的輕載、滿載、過載、負載突增、負載突減、老化等一系列測試實驗，設計了一種由升壓斬波電路和移相全橋電路級聯組成的，將能量回饋到測試電源輸入側的直流電子負載裝置，并通過仿真與樣機實驗驗證了設計的可行性。

1 工作原理及電路結構

首先，由于電子負載前級主要功能是模擬測試直流電源輸出電流特性，相較于其他電路，升壓斬波電路結構簡單，控制方便，并且其輸入側有大電感，使得輸入電流連續可控，當采用電流控制時，系統為最小相位系統，內動態穩定［6－13］。為了使升壓斬波電路電感電流能夠快速、準確的跟蹤給定電流，并在電流突變的過程中無超調，前級采用單周期控制方式，使電流在最短的時間內達到測試所需大小。其次，考慮到輸入側與回饋側需要電氣隔離，后級采用移相全橋逆變電路，利用高頻變壓器的變壓、隔離作用，將能量回饋到測試電源輸入側，供測試電源循環使用。由于回饋側同樣為直流電壓源，回饋電壓值被直流電壓源嵌位，所以回饋電壓可通過控制高頻變壓器原邊電壓間接控制。為了使變壓器副邊整流二極管能夠正常導通以及回饋電流穩定，移相全橋電路采用輸入電壓外環、輸出電流內環的雙環控制結構。合理的調節移相全橋輸入電壓大小，即可以將升壓斬波電路的占空比控制在安全范圍之內，同時可以避免低壓大電流情況下高頻變壓器副邊占空比丟失嚴重的現象，使移相全橋能夠在較寬的范圍內工作在ZVS狀態。

如圖1所示，測試電源通過輸入EMI濾波器接入電路，EMI濾波器的作用為平滑升壓斬波電路開關過程中產生的高頻鋸齒波，使測試直流電源輸出特性更平滑，更接近真實負載。為升壓斬波電路輸入電感，通過控制器電流大小來模擬測試電源的帶載特性。即是升壓斬波電路的輸入電容，同時也是移相全橋電路的輸入支撐電容，由于大電容的存在，為前后兩級的獨立控制提供了方便。為高頻變壓器，通過高頻逆變實現輸入與輸出的電氣隔離。由于變壓器副邊整流橋的存在，使能量只能單向流動，防止了回饋側能量倒灌的現象。為諧振電容，為諧振電感，用來彌補變壓器原邊漏感的不足，提高ZVS實現范圍。為隔直電容，用來消除因開關管特性不一致而使變壓器原邊產生直流分量而導致的偏磁問題。由于回饋測電壓為DC600 V，電壓等級較高，為降低副邊整流二極管電壓應力，副邊采用雙繞組結構，可有效將原來二極管的電壓應力減小一半。每個二極管都并聯RC吸收電路，用來抑制由于二極管寄生參數和變壓器漏感在二極管換流過程中產生的電壓尖峰和寄生振蕩。

圖1 直流回饋型直流電子負載電路拓撲Fig.1 DC feedback type topology of DC electronic load

2 負載模擬單周期控制策略

對于前級升壓斬波電路而言，由于UC1的大小主要由移相全橋電路控制，在討論前級負載模擬部分時，可將UC1看作恒定不變的量，即恒壓源。理想狀態下：

當開關管Q1開通時：

當開關管Q1關斷時：

由式（1）、式（2）可知在開關管開通時，iL1以 Uin/L1的斜率上升；在開關管關斷時，iL1以（Uin－UC1）/L1的斜率下降。又由于Uin、UC1、L1都是衡量，所以上升、下降斜率恒定不變，即穩定時開關占空比固定。通過控制開關管每個周期的開關占空比，可使輸入電感電流快速跟蹤給定電流。

單周期控制的基本思想為：在每個開關周期內，使被控制量的積分值與給定量iL1的積分值相等，即使被控制量Iref的平均值等于給定量，如式（3）所示。

如上所述，iL1為上升、下降斜率固定的鋸齒波，所以單周期思想可等價為開關管開通時間內的積分值等于Iref的積分值，即一個開關周期開始時開通開關管，當iL1的積分值大于等于Iref的積分值時關閉開關管，等待下一個開關周期開始再開通開關管，重復此過程。

如圖2所示，首先通過脈沖發生器產生一路高頻方波，頻率為開關頻率，通過布爾轉換器給RS觸發器的置位端S，即每個周期開始時，輸出引腳Q輸出高電平，開關管導通。同時iL1與Iref開始積分，當iL1的積分值大于等于Iref電流給定值的積分值時，通過比較器、記憶環節、繼電器環節給RS觸發器的復位端R復位信號，輸出引腳Q輸出低電平，開關管關斷，同時停止積分，待下個周期到來，重新開通開關管，復位兩個積分器，從零開始積分，重復此過程。（見圖3）

圖2 升壓斬波電路單周期控制模型Fig.2 Model of one cycle control for boost chopper circuit

圖3 電流閉環單周期控制工作過程Fig.3 Working process of one cycle control of inner-loop current

對于電感電流的紋波大小，由電感的伏秒平衡關系可得電流紋波峰峰值：

由式（4）可知在開關頻率和輸出電感大小一定的情況下，由于升壓斬波電路中Uin＜UC1，所以UC1越大，輸入電流紋波峰峰值越大。

3 能量回饋設計

傳統的移相全橋電路，基本上都是恒壓源輸入，輸出接負載，控制量為輸出電壓、輸出電流。而此處的移相全橋電路輸入相當于恒流源，輸入電流大小為iD1＝iL1×（1－Dboost），其中 Dboost為 Q1開通占空比，輸出與恒壓源相接，通過控制輸入電壓與輸出電流，使電能高效的從輸入恒流源流向輸出恒流源。由于移相全橋與降壓斬波電路的工作原理類似，不同之處僅為移相全橋變壓器副邊存在占空比丟失現象。所以移相全橋的小信號模擬可由降壓斬波電路得到，圖4（a）為移相全橋由降壓斬波電路變形后的等效電路，其中忽略了變壓器的變比和占空比丟失情況。

圖4 等效BUCK電路Fig.4 Equivalent circuit of buck circuit

由狀態空間平均法可得：

開關管開通時，如圖4（b）：

開關管關斷時，如圖4（c）：

平均化得：

將式（8）拉氏變化可得：

已知移相全橋得變壓器變比為：1∶N，占空比丟失大小為：

將占空比丟失和變壓器變比引入BUCK電路小信號模型可得如圖5所示移相全橋小信號模型。

圖5 移相全橋小信號模型Fig.5 Small-signalmodel of phase-shifted full bridge

圖6 移相全橋的閉環控制結構圖Fig.6 Loop control structure diagram of phase-shifted full bridge

其中 Wu（s）為電壓調節器傳遞函數；Wi（s）為電流調節器傳遞函數。

電流內環主要起限流作用，保證在負載突變測試過程中電流不會出現過大的超調量，為此電流內環以跟隨性能為主。電壓外環的作用是使電子負載在完成各項測試任務是都能穩定在220 V。由于的精度對系統性能的影響不大，又占空比對電感電流的開環傳遞函數為慣性環節，對階躍響應的跟隨性能好，電流內環，電壓外環均選擇比例調節器，即Wi（s）＝K1，Wu（s）＝K2，雖然控制結果會存在一定的穩態誤差，但是響應速度快，并且能在負載突變測試時輸入電容電壓和回饋電流超調小。

4 仿真分析

仿真以機車上輸入為DC600 V的120 V/8 kW直流充電機為測試對象，其電路拓撲結構如圖1所示，控制模型如圖2、圖6所示。其中直流充電機輸出電壓為120 V，額定功率為8 kW，電感L1選擇0.8 mH，電容 C1選用1 mF，uC1ref設置為220 V，高頻變壓器T變比為1：2：2，諧振電感 L2選用10μH，隔直電容C6選用20μF，后級濾波電感L3為3 mH，濾波電容C15為400μF，回饋側電壓為600 V，升壓斬波電路與移相全橋電路開關頻率f都選擇16 kHz。

圖7 滿載測試時波形Fig.7 Waveform of in full load test

比較圖7（a）、圖7（b）可以看出在滿載測試時，單周期控制下iL1的以最快時間到達給定值，并且無超調，無靜態誤差。與PI控制相比，其優勢為調節時間短、無超調，并且避免了PI參數難以調解的麻煩，但紋波峰峰值較PI控制略大，可適當增加輸入電感L1的大小，來減小電流紋波。

突增、突減負載測試是通過改變電子負載輸入給定電流來完成的，因為輸入電壓不變，改變輸入電流即能實現模擬負載功率的變化，仿真分別在每相隔2ms的位置對輸入電流的給定值進行了突增、突減。從圖8（a）中可以看出在突增、突減負載時，通過控制移相全橋占空比大小能夠保持電容電壓恒定。圖8（b）為突增、突減負載時回饋電流波形，突增負載時，升壓斬波電路輸入電感電流突增，導致二極管D1長時間關斷，為維持uC1恒定，減小電容放電電流，導致突然下降；反之，突減負載時，iL1突然減小，導致D1長時間開通，為維持uC1恒定，增大電容放電電流，導致iL3突然上升。當調節過程結束后，系統會很快恢復穩定。

由圖9（a）、圖9（b）可以看出，在25%輕載和滿載的情況下，超前和滯后橋臂IGBT在其對應體二極管續流的過程中已經開通，即移相全橋實現了超前和滯后橋臂的零電壓開通。由此可以看出能量能夠高效、穩定地回饋到測試電源輸入側，供測試電源循環使用。

5 實驗研究

根據以上理論設計與仿真，搭建了一臺滿載功率為8 kW的實驗平臺，所選器件參數與仿真一致。圖10為滿載測試時，即輸入電壓為120 V，給定電流為66.7 A，輸入電流iL1、變壓器原邊電壓uab、變壓器原邊電流、回饋電壓實驗波形，圖11（a）為輸入電流iL1實驗波形，圖11（b）為變壓器原邊電壓、電流實驗波形。

圖9 變壓器原邊電壓、電流波形Fig.9 Voltage and currentwaveform of the first winding of transformer

圖10 實驗波形Fig.10 Experimentwaveforms

實驗結果表明在系統穩定工作時，直流回饋型直流電子負載能夠準確的模擬被試電源的輸出電流特性，iL1的大小為66 A，并且輸入電流紋波只有6.4 A。從uab的大小可以看出中間直流母線電壓穩定在220 V。比較變壓器原邊電壓、電流波形，可以看出在原邊電壓uab改變方向的瞬間，原邊電流iL2的方向還沒有改變，說明此時IGBT體二極管還在續流，表明在IGBT開通的瞬間，IGBT兩端電壓為零，所以移相全橋工作在ZVS軟開關狀態，提高了系統的工作效率。回饋電壓平穩表明回饋電流對直流電源的沖擊小，電能能夠穩定的回饋到被試電源輸入側，供被試電源循環使用。根據回饋電流iL3的大小為11 A，可以計算出最后的回饋功率為6.6 kW，效率為82.5%。

圖11 實驗波形Fig.11 Experimentwaveforms

6 結束語

針對機車上輸入側為直流的直流電源，設計了一種將能量回饋到電源輸入側的直流電子負載。通過單周期控制方式，控制升壓斬波電路電感電流來模擬電源的帶載特性，并能夠快速、準確地完成測試電源的各項測試任務。再通過移相全橋的能量單向流動特性，將測試的電能回饋到測試電源輸入側，供測試電源循環使用，避免了能量多次轉換過程中帶來的諧波和耗損，達到節能環保的作用。通過仿真與實驗論證了電路結構和控制方式的可行性。