非隔離型高增益DC／DC變換器綜述*

陳顯東，曹太強，林玉婷

（西華大學 電氣與電子信息學院，成都610039）

0 引 言

在新能源系統中，由于燃料電池、太陽能光伏發電、蓄電池等輸出直流電壓較低，如何將較低直流電壓升壓為逆變器前段需要的直流電壓760 V直流電壓和全橋逆變器并網輸入的380 V直流電壓，這就是本文綜述的高增益DC-DC變換器［1-4］。

隔離型升壓變換器相比于非隔離型升壓變換器相比自身帶有變壓器，可以通過調節匝數比來實現高增益。但在功率較大場合中變壓器匝數過大會導致設計困難且漏感較大，無法降低二極管電壓應力，導致損耗高，從而影響變換器性能。因此非隔離型高增益變換器具有很高研究價值。

傳統Boost升壓變換器在使用的過程通常存在以下問題：（1）開關管及二極管的電壓應力較大；（2）開關損耗、二極管反向恢復損耗大，導致變換效率低；（3）dv／dt大，導致 EMI（Electromagnetic Interference）嚴重；（4）抗輸入電壓擾動能力及動態性能差。

由于傳統boost變換器存在的缺點，變換器在實際應用中會受到限制，其輸出電壓一般只達到輸入電壓的4～6倍。為了使高增益變換器更好的工程上得到應用，近年來提出了眾多不同的新型高增益拓撲電路，都有著各自的優缺點。現有的多種非隔離型高增益直直變換器按照其構成的原理不同大致可以分為基于二端口網絡級聯型升壓變換器［5-11］、三電平高增益變換器［12-18］、帶開關電容高增益變換器［19-27］、基于三端口交錯并聯型高增益變換器［28-36］、以及耦合電感型高增益變換器［37-45］。

文章在通過閱讀國內外相關文獻，對非隔離型高增益變換器的拓撲結構進行了綜述，并根據原理的不同進行了分類，簡要闡述了電路的工作原理，對比分析了不同拓撲結構的優缺點。

1 非隔離型高增益DC-DC變換器綜述

傳統的Boost升壓變換器拓撲如圖1所示。

圖1 傳統Boost變換器拓撲Fig.1 Basic topology of traditional Boost converter

在一個穩態連續模式（CCM）周期內，對電感由伏秒平衡可以求得變換器的電壓增益：

由式（1）可知，理論上M隨著占空比D增大趨于無窮大，但實際中由于電路參數影響往往只能達到4～6倍電壓升壓效果。為了解決傳統Boost變換器電壓增益較低問題，許多高增益拓撲相繼被提出。

1.1 基于二端口網絡的級聯型高增益變換器

傳統Boost升壓變換器在拓撲上可以看做是由輸入電壓Uin、輸出電壓Uo以及升壓模塊構成的二端口網絡模型，如圖2所示。

圖2 Boost二端口網絡模型Fig.2 Boost two-port network model

其中升壓模塊由開關管S、電容C、電感L、二極管D構成。通過多個升壓模塊串聯，可以得到更高的輸出電壓。兩級級聯型網絡模型如圖3所示。

圖3 兩級級聯型二端口網絡模型Fig.3 Two-level cascaded boost two-port network model

由網絡模型可以得到2級級聯拓撲電路。如圖4（a）所示，在一個連續穩態周期內，級聯型變換器的電壓增益為：

圖4 級聯型Boost升壓變換器拓撲Fig.4 Topology of cascaded Boost converter

由式（2）可知，與傳統Boost變換器相比，兩級聯型變換器的電壓增益為傳統電路的平方倍。因此相同輸入電壓情況下，級聯型電路能夠得到更高的輸出電壓。同理，若將變換器經過N次級聯便能得到1（1-D）N倍電壓增益。但在開關應力方面，各級二極管與開關管的電壓應力為各級輸出電壓。因此，級聯型變換器電路中后級開關器件的電壓應力高于前級，且隨串聯電路的增多，電壓應力將更大。同時所需開關元件數量更多，電路的成本更高。同時在級聯電路中，電路的整體穩定性受各級的共同影響，其中某一級的不穩定都將造成整個系統的不穩定。因此電路的控制系統設計比較復雜。另外，由于輸入側能量經過多次變換，電路的整體效率降低。

1.2 三電平boost變換器

除了串聯的方式得到級聯型高增益變換器，在傳統Boost的基礎上，也可以通過并聯方式得到三電平Boost升壓變換器，其常見的拓撲電路如圖5所示。

如圖5（a）所示，其電路中含有兩個開關管，采用交錯并聯的方式導通。在一個連續穩態周期內，三電平Boost變換器的電壓增益為：

圖5 三電平Boost變換器Fig.5 Three-level Boost converter

因此，在相同占空比的情況下電壓增益為傳統boost變換器的兩倍。同時，在開光管應力方面，在相同輸出電壓的情況下，其電壓應力為輸出電壓的一半。所以，可以選擇低電壓應力型器件，有利于減少電路開關損耗，從而提高電路的工作效率。

但與傳統Boost變換器相同，三電平變換器的最大增益由于受二極管與開關管的限制通常小于10，同時電路擴展困難，因此限制了變換器的應用范圍。

1.3 帶開關電容高增益變換器

除了運用串并聯方式，也常利用儲能電容元件來實現高增益的目的。儲能電容兩端電壓不能突變的特性，可以將儲能電容等效為一個電壓源。在一個周期內，若使電路中的電容處于并聯充電、串聯放電的狀態，則可以通過在電路中控制開關管的導通組合方式實現升壓的目的，如圖6所示。

圖6 帶開關電容工作原理圖Fig.6 Schematic diagram of switching capacitor principle

基于圖6所示原理，可以構成帶開關電容的高增益變換器拓撲電路，如圖7所示。

圖7（a）、圖7（b）中開關電容單元包括三個開關管與一個電容，圖7（c）中一個開關電容單元包括兩個開關管與一個二極管和一個電容。這四種電路中輸出電壓正比于電路中的開關電容單元，即：

但是，這幾種電路的缺點在于，為了提高功率等級，通常需要采用大容量的電解電容，增加了電路的體積；其次由于電解電容的壽命較低，一般在10 kh左右，影響了系統的整體壽命；同時隨著額定電流增大，電路的開關損耗與EMI問題嚴重。

為了克服這些問題，可以利用電路中分布式的寄生電感，與電容產生諧振，在保留原有開關變換器優點的前提下還能實現軟開關ZCS（Zero-Current-Switching）目的。如圖7（d）所示。該電路不僅克服了使用大體積電容，而且效率高，功率密度也大不足之處是工作過程復雜，電路參數設計要求嚴格。

圖7 幾種常見帶開關電容拓撲電路Fig.7 Circuit of four kinds of switched-capacitor topologies

1.4 基于三端口的交錯并聯型高增益變換器

除了傳統的2端口網絡模型，Boost變換器在結構上可以看做一個由電感L、開關管S、與二極管D構成的三端口網絡模型，如圖8（a）所示。

圖8（b）～圖8（d）所示為三端口網絡中引入合適極性的電壓源模型。根據伏秒平衡原理，當電路工作與CCM模式且占空比D＞0.5時電壓增益Mb＞Mc＞Md，但在開關管電壓應力方面，USc＜USb＜USd。因此綜合升壓與開關應力問題，圖8（c）是一種最為理想的開關電壓三端口網絡。

圖8 三端口網絡拓展原理圖Fig.8 Principle diagram of high step-up three-terminal switch-inductor network

利用儲能電容代替受控電壓源，便可得到如圖9所示基于三端口網絡交錯并聯型高增益變換器。

圖9 三端口網絡交錯并聯型高增益拓撲Fig.9 High gain topology based on three-terminal network crisscross in parallel

與傳統Boost變換器相比，圖9（a）、圖9（b）所示的交錯并聯型高增益Boost變換器具有以下優點：

（1）電壓增益為基本Boost變換器的兩倍或n倍（與電路中開關電容數成正比，M＝n／（1-D））；

（2）變換器可實現自動均流，有利于散熱設計，不需均流控制，控制電路簡單；

（3）開關管的電壓應力低，為輸出電壓的一半。

但兩種交錯并聯電路結構不對稱，不利于歸一化處理。針對這個問題，提出了圖9（c）所示對稱交錯并聯型高增益變換器。其不僅保留了交錯并聯電路的優點，同時降低了串聯電容支路二極管電壓應力。但三種電路都工作于硬開關狀態，電路損耗高。

為了使電路工作于軟開關狀態，提出了圖9（d）、圖9（e）所示軟開關交錯并聯型高增益變換器。實現了電路的軟開關化，降低了開關損耗及電磁干擾，提高了電路的整體工作可靠性。

圖9（f）、圖9（g）為在單輸入交錯并聯電路基礎上提出的多路輸入高增益變換器拓撲結構。其電路的輸出電壓為多路升壓電壓之和，即：

因此基于三端口的交錯并聯型高增益變換器具有電壓增益高、自動均流、電路拓展方便等優點。可根據輸入電源的情況靈活選擇電路結構，非常適用于太陽能光伏發電與燃料電池。

1.5 帶耦合電感的高增益Boost變換器

在高增益變換器拓撲電路中，除了利用儲能電容，還可以利用電感的儲能特性來實現升壓的目的。因此便提出了帶耦合電感的高增益拓撲電路。如圖10所示幾種帶耦合電感高增益Boost變換器。

在圖10（a）所示電路中，通過調節耦合電感原副邊電感的比值，可以輕易提高變換器電壓增益并降低開關管S的電壓應力。但該電路存在兩個問題：一是耦合電感的漏感會帶來損耗、寄生振蕩和電磁干擾；二是電路中二極管電壓應力較高，損耗較大。

為解決上訴問題，提出了圖10（b）所示帶緩沖電路耦合電感高增益變換器，該電路可以有效抑制漏感引起的尖峰電壓，輔助電容C1收集的能量通過電感L2輸送到輸出端。但電路中二極管D2串聯在耦合電感L1和L2之間，因此耦合電感的電流會經過D2，帶來較大的導通損耗。圖10（c）所示電路僅通過一個輔助二極管即可將漏感的能量傳送至輸出端，但開關管的電壓應力與基本Boost電路一致，失去了利用耦合電感帶來低電壓應力的優點。

圖10（d）、圖10（e）為帶耦合電感與吸收電路的高增益變換器。電路在保留耦合電感高增益變換器優點的基礎上，其采用的二極管、電感、電容組成的無源吸收網絡，回收了電路中的漏感能量的同時抑制了開關管兩端的電壓尖峰，從而減小了開關管的電壓應力。同時保持了輸入電流的連續性，從而減小了輸入濾波器的設計。

n為輸入電壓源數，當輸入電壓相等且占空比相同則為單輸入交錯并聯型高增益變換器，此時有：

圖10 帶耦合電感高增益boost變換器Fig.10 Coupled-inductor high gain boost converter

2 高增益DC-DC變換器性能對比

為了對各類變換器進行比較，從而更深入的了解變換器各自的優缺點，現假設輸入電壓為Uin，輸出電壓Uo，變壓器或耦合電感副邊與原邊匝比均為N＝NS:NP，拓展電路單元為n級，則各變換器的性能對比如表1所示。

由表中對比可知，基于二端口網絡的級聯型高增益變換器擴展方便，其電壓增益與級數成正比，n級級聯電壓增益為1／（1-D）n。但在開關應力方面，后端的開關管與二極管應力高，因此整體效率與傳統Boost相比反而更低。

三電平高增益變換器的電壓增益為傳統Boost變換器2倍，且開關管與二極管電壓應力低，為輸出電壓的0.5倍，損耗較小，但電路擴展不方便。

帶開關電容高增益變換器電壓增益隨電路中開關電容單元增多而增加，且電路的拓展方便，通過引入寄生電感能實現軟開關，適用于電池的充放電管理，缺點是開關器件多，電路成本高，控制復雜。

基于三端口網絡模型的交錯并聯型高增益變換器，與傳統Boost變換器相比，當單輸入時，電壓增益與開關電容單元成正比，若含n個開關電容單元，則電壓增益為傳統變換器的n倍，且電路的拓展方便。同時在開關應力方面，具有n個開關單元的開關管電壓應力為UO／（1+n），因此隨著單元增多，應力減小，二極管開關應力也相應減小，從而提高了開關變換器效率。同時，通過拓展變換，可以靈活構成多輸入單輸出拓撲電路，其主要開關管與二極管應力與單輸入應力相似，且由于是多輸入狀態，與前3類變換器相比，更適合光伏發電與燃料電池發電升壓模塊。

帶耦合電感高增益變換器的電壓增益可以通過調節原副邊電感比值靈活調節輸出電壓大小，且開關管與二極管應力與傳統Boost相比更小，并采用RCD無源吸收電路很容易實現軟開關工作。但耦合電感的設計更為復雜，電感體積較大，電路的控制設計也較為復雜，不利于在小功率場合使用。

表1 部分高增益DC-DC變換器性能比較Tab.1 Performance comparison of high gain DC-DC converters

3 結束語

文章對非隔離型高增益DC-DC變換器進行了綜述，通過分析電路拓撲構成原理將變換器分為了5大類，并對不同類型變換器詳細介紹了其構成基本思路以及相應的拓撲電路。在此基礎上，給出了電路的n級或n單元拓展結構。此外，介紹了變換器的工作特點，并對比了各類變換器的工作性能，總結了各自的優缺點。有利于結合實際使用情況選擇合理的高增益升壓變換器。