一種具有低線性調整率的帶隙基準源電路設計

戴靖遙，趙宏亮

一種具有低線性調整率的帶隙基準源電路設計

戴靖遙，趙宏亮

（遼寧大學物理學院，沈陽110036）

在傳統帶隙基準源電路的基礎上，提出了一種具有低線性調整率的帶隙基準源電路，使用預調制電路結構代替傳統啟動電路，并在核心電路中使用高增益兩級放大器結構，以實現在較大范圍電源電壓下正常工作。同時，通過環路負反饋結構結合密勒補償技術，進一步提高了電路的穩定性。電路采用標準0.5μm BCD工藝進行設計。仿真結果表明，在-55～125℃溫度范圍內，溫漂系數為28.76 ppm/℃，電源抑制比為-101.2 dB，在3～10 V電源電壓范圍內，輸出電壓的變化僅為58μV，線性調整率達到8.3μV/V，所設計的具有低線性調整率的帶隙基準源電路適用于諸如同步降壓型穩壓器等對電源電壓工作范圍有較高要求的電路系統。

帶隙基準源；BCD工藝；低線性調整率；預調制；兩級放大器；環路負反饋

1 引言

帶隙基準源作為一種能提供與溫度和電源電壓無關的基準電壓的電路結構，在模擬電路系統中有著廣泛的應用。當前已報道的帶隙基準源電路，其設計目的往往集中于使電路擁有更低的溫漂系數，采用的方式包括對溫度的二階補償和三階補償等[1-2]；或是在低功耗電路中，在低電壓下仍能提供穩定的輸出，其方式包括控制運算放大器工作模式、采用亞閾值區無運放結構電路等[3-4]。但這些電路結構對電源電壓變化范圍要求較為嚴格，當電源電壓大范圍波動時，無法很好地提供穩定的基準輸出。而在諸如同步降壓型穩壓器等電路系統中，需要電路能夠在較大的電源電壓范圍內工作，這對其中的帶隙基準源電路的電壓工作范圍提出了更高的要求。

為適應較大電源電壓變化范圍，提出一種具有低線性調整率的帶隙基準源電路結構，通過采用預調制電路結構用以代替傳統啟動電路的方式，可實現在3～10V的大電源電壓范圍內正常工作；同時還在帶隙基準核心部分采用兩級放大器的結構進一步增加電路基準輸出的穩定性[5]。該電路采用標準0.5μm BCD工藝進行設計，在3～10V電源電壓范圍內，輸出電壓的變化僅為58μV，線性調整率達到8.3μV/V。

2 帶隙基準源電路結構

（1）傳統帶隙基準電路工作原理

帶隙基準源電路主要功能是為了產生與電源電壓和溫度無關的基準電壓，如圖1所示，其基本原理為放大器A1以VX和VY為輸入，使得X點和Y點穩定在近似相等的電壓。通過讓電路產生一個正溫度系數的電壓差值 Δ VBE， 其中 Δ VBE=VBE1-VBE2，和一個負溫度系數的電壓 VBE，將兩者根據比例相加，最終正負相消從而得到一個與溫度系數無關的電壓值 VREF。在上式中，VBE指的是以二極管形式相連的晶體管的基極與發射極的電壓差。該電壓差和溫度成負比例關系。而Δ VBE是兩個晶體管在不同電流下的基極和發射極的電壓差，該電壓差和溫度呈正比例關系。在多數帶隙基準結構中，基準電壓的公式為：

公式中的 VT為熱電勢，n為Q1、Q2發射極面積的比例，為了得到零溫度系數，必須使（）lnn ≈17. 2，的值基本穩定在1.26V左右。

但實際上，由于運放的增益有限，導致X點與Y點的電壓并不絕對相等，使得輸出電壓并不能完全獨立于電源電壓保持不變。針對這一問題做出改進，在傳統帶隙基準源電路中加入了預調制部分代替啟動電路，并在帶隙基準核心部分采用了兩級放大，使整體電學狀態更加穩定。

圖1 傳統帶隙基準電壓源

1、預調制電路

基準電壓源預調制部分電路如圖2所示，電源輸出電壓為3～10V，為保證輸入電壓的變化對基準部分的影響較小，且輸入電壓較大時需考慮耐壓，故引入該部分，得到一個預調制的初步的基準電壓，為后續的基準電路提供輸入電壓。

圖2 預調制電路

圖中P1為二級管接法，與電阻R1共同形成該部分的初始電流，這樣做的好處是不需要啟動電路，壞處是電源抑制比較差。這里提升電源抑制比的方法，一是采用負反饋，二是采用預調制結構。圖中使用的雙極晶體管均為NPN型。Q1和Q2構成電流鏡，粗略保證兩條支路電流相等以及Q3、Q4的集電極電壓相等。Q3與Q4的發射極面積為1：10，其余各管的發射極面積均與Q3相同。因此電壓關系可以表示為：

式中已忽略NPN的基極電流，I 0為Q2-Q4支路的電流，也是PTAT電流。

P2和N1之間加入了電容濾波電路。電容對直流電流有很大的阻抗，對交流電流則是頻率越高阻抗越小。利用電容器的這個特性，可以把混雜在直流電里的交流成分過濾出來。源跟隨器N1管的源級電壓為：

該電壓即為預調制的低溫飄基準。

該電路中預調制電路能提供2.41V的電壓作為下一級的輸入。

2、帶隙基準核心電路

我國要成功跨越中等收入陷阱，進一步優化經濟增長方式是最為重要的內容之一，而供給側結構性改革是我國在經濟新常態大背景下所提出的推進我國經濟增長方式轉型升級的重要策略。要實現我國更好更快的效率型增長并成功跨越中等收入陷阱，需要我國深化供給側結構性改革，落實相關調結構，去杠桿，穩增長等手段來將傳統行業的過剩產能轉移到新興行業中去，推動我國人工智能、自主芯片研發等產能不足的高科技行業的發展，將我國經濟增長動力從資源消耗、環境破壞轉為技術創新、勞動力素質提高等方面。同時進一步深化國有企業體制改革，推動利率的市場化發展等方式來進一步深化我國的供給側結構性改革[3]。

基準電壓源核心部分電路如圖3所示。

圖3 帶隙基準核心部分設計

在其中，帶隙基準產生的原理與常規結構一致，Q5和Q6的 VBE差值在電阻上產生PTAT電流，PTAT電流在電阻上產生正溫度變化的壓降，再加上Q5的負溫度變化的 VBE，形成低溫飄的輸出電壓 VREF2。

由于 R5= R6=12R0，R8= R12=1.5 R0，根據電路結構可以得出電壓關系式：

其中 I5、 I6分別是Q5-Q6支路的電流。

圖3中Q5和Q6的發射極面積比為1：16，其余各NPN管的發射極面積均與Q5相同，式中，為PTAT電流。

根據電路結構可得：

由于前半部分為正溫，后半部分為負溫，因此通過調整電阻值的比例，就可以得到一個精確的低溫飄電阻。圖中R9電阻帶TRIM修調。

以上分析成立的前提條件是保證產生PTAT電流的Q5和Q6的集電極電流相等，即I5=I6。在常規的帶隙基準中，一般通過差分輸入的運放鉗位電壓，或通過電流鏡來直接保證兩支路的電流相等。電流鏡又可分為自偏置的電流鏡和外部引入的電流鏡二種[5]。該電路采用電流鏡間接地保證了兩路電流相等。

電路中Q7與Q8面積相同，并由共柵共源電流鏡保證其集電極電流I7、I8相等。由Q7-R4與Q9-R6所在支路可得

由于 R4=R5，化簡后可得超越方程

該方程有解 I5=I7。

由Q7-R4與Q9-R6所在支路可得

Q9集電極電流源為I7=I8，受電流鏡影響，Q7與Q9的發射極面積相同，集電極電流相等，由，可

S得I6=I7=I5。該電路由此保證Q5與Q6的集電極電流相等。

3、環路負反饋部分

運算放大器的負反饋保證了運放的兩個輸入端點相等。為了增加環路穩定性，該電路引入了負反饋[6]。VREF2即為該環路的輸出電壓，R9與PTAT電流產生電路部分構成采樣反饋電壓的分壓網絡，Q8與Q9的基極均為反饋網絡的輸出點。令Vb8=k·Vb9，k 為 R6，Q6，R12 構成的分壓網絡的分壓比，在仿真中該值約為0.6左右。當Q8、Q9的基極有小信號輸入電壓時，Q9視作共射級放大管，Q8視作共基級放大管。Cc為密勒補償電容。MN1與MP3均為源隨器，起電平移位的作用，同時也緩沖放大器管Q4、Q5輸出高阻至 VREF2輸出的低阻,Q8-Q9部分可簡化為如圖4所示的模型。

圖4 環路中前饋放大器等效模型

圖4 中的Vin為反饋網絡采樣小信號電壓，Vo為圖 3 中 Q8 的集電極電壓。Vo=A2·（k·Vin-A1·Vin），A1、A2分別為Q8、Q9的單管放大電路。Cc對環路進行密勒補償，整個環路的主極點在圖4中的Vin處，次級點在Vo處。由于A1A2的輸入管為NPN，其gm比MOS管的gm大許多，由密勒效應帶來的右半平面零點在高頻處，對環路穩定性的影響可忽略不計。該輸出Vo再經過一次N源隨器和一次P源隨器的電平移位，得到最終輸出電壓REF2。

3 電路仿真結果

該電路采用0.5μm BCD工藝設計，基準源電路輸出電壓隨溫度變化曲線如圖5所示。仿真結果表明，在-55～125℃的溫度范圍內帶隙基準輸出電壓的溫度系數為28.76ppm/℃。基準源電路PSRR隨頻率變化曲線如圖6所示，在低頻的工作環境下電路的PSRR為-101.2dB。基準源電路輸出電壓隨輸入電壓變化曲線如圖7所示，在電源電壓從3V變化到10V的整個電壓范圍內，輸出基準電壓變化了58μV,線性調整率為 8.3μV/V。

圖5 帶隙基準輸出基準電壓隨溫度的變化

圖6 帶隙基準PSRR仿真結果

圖7 帶隙基準線性調整率曲線

表1為上述設計中的具有低線性調整率的帶隙基準與參考文獻[3]、[7]中所設計電路的參數對比，對比結果表明上述設計的具有低線性調整率的帶隙基準源電路，具有在更大的電壓變化范圍內實現更低的線性調整率的優點。

表1 電路參數對比

4 結束語

通過設計一種帶有預調制結構和兩級放大的電路結構，實現了低線性調整率帶隙基準電路。從仿真結果來看，在0.5μmBCD工藝下，該電路的溫漂系數為28.76ppm/℃，直流輸出約為1.2V，在低頻工作環境下PSRR為-101.2dB，線性調整率為8.3μV/V，設計指標滿足需在較大電壓范圍內工作的電路結構，如同步降壓型穩壓器等的應用要求[8]。

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Design of a Bandgap Reference Circuit with Low Linear Regulation

Dai Jingyao,Zhao Hongliang
（School of Physics,Liaoning University,Shenyang 110036,China）

On the basis of the traditional bandgap reference circuit，a bandgap reference circuit with a low linear regulation is presented.The pre-modulation circuit instead of traditional startup circuit,and a two stage amplifier structure with high gain in the core circuit,are used to achieve normal operation in a wide range of power supply.Meanwhile，in order to further improve the stability of the circuit,the negative feedback loop structure and the Miller compensation technique are used.The circuit is designed in 0.5μm BCD technology.The testing schemes are shown that at the temperature range of-55～125℃,the bandgap voltage reference gets a TC of 28.76ppm,while the PSRR of the bandgap reference circuit reaches-101.2dB.A linear regulation of less than 8.3μV/V,within supply voltage range of 3～10V.The proposed bandgap reference circuit with low linear regulation applies to the systems with a large supply range such as synchronous rectification buck converter.

Bandgap reference,BCD process,Low linear regulation,Pre-modulation，Two-stage amplifier,Negative feedback loop

10.3969/j.issn.1002-2279.2017.06.009

B

1002-2279-（2017）06-0037-05

戴靖遙(1992-)，女，吉林省長春市人，碩士研究生，主研方向：集成電路設計。通訊作者：趙宏亮(1982-)，男，遼寧省沈陽市人，副教授，主研方向：集成電路設計。

2017-12-11