應用于城市軌道交通的 500 kvar動態無功補償裝置的研制

仇志凌，萬里強，張 明，芮國強

（南京亞派科技股份有限公司，江蘇南京 210032）

0 引言

近年來城市軌道交通得到了極大的發展，動態無功補償裝置（SVG）以其快速的動態響應、較高的補償精度，在城市軌道交通主牽引變壓器、風機啟動無功補償等場合得到了成功應用[1-3]。城市軌道交通運營的特殊性對 SVG 裝置的可靠性有極高要求，并且由于列車頻繁啟停，無功快速變化，對 SVG 的循環壽命是極大的考驗。

為此，提出了采用賽米控第 4 代智能功率模塊SKiiP4 作為主功率器件，提高疲勞壽命、可靠性，并能夠提供詳細的事件信息，利于故障排查；采用 LCL 濾波器，在保證開關紋波濾除效果的前提下，減小電感量，并結合空間矢量調制，降低直流母線電壓，減小主功率器件的開關損耗和溫升；采用薄膜電容提高直流母線電容壽命；采用數字控制一拍延時實現 LCL 濾波器的無阻尼電阻電流單環控制，在不增加控制環復雜程度的前提下，徹底消除了阻尼電阻過溫損壞的隱患。

仿真和實驗結果證明了該方案的有效性。

圖 1 SVG 基本結構

1 SVG 裝置總體電路結構

SVG 裝置基本結構如圖 1 所示，包括三相電壓源逆變器（VSC）、LCL 濾波器和控制保護單元。其基本原理是控制器實時檢測負載電流中的無功成分，該電流作為指令去控制 SVG 產生分幅值相同、相位相反的電流，這樣電網中就只含有有功成分。

2 主功率器件選型

采用 1 200 V/2 400 A 的賽米控 SKiiP4 模塊。傳統IGBT 模塊由硅片、陶瓷絕緣基板（DCB，通常為氧化鋁）、模塊基板（通常為銅）3層材料焊接而成（圖2）。在 IGBT 模塊周期間歇性、大負荷運行的情況下，由于 3 層材料熱脹冷縮系數不同，導致模塊基板和DCB 間產生機械應力，長期運行后兩者的焊接面產生龜裂，最終導致模塊損壞[4]。

圖 2 IGBT 模塊內部結構

針對 DCB 和模塊基板之間的焊接面龜裂問題，賽米控 SKiiP4 模塊去除了銅基板，并采用了壓接方式[5]，避免了疲勞壽命問題。針對硅片和 DCB 之間的焊接面龜裂問題，SKiiP4 采用燒結取代了傳統的焊接[6]。傳統的功率模塊中，芯片和敷銅 DCB 板之間采用錫焊。由于錫焊焊點溫度只有 220～250 ℃，而芯片工作結溫超過 100 ℃，這就會降低焊接層的機械強度，進而降低焊接層疲勞壽命。燒結工藝采用銀粉作為界面材料，銀在常壓下熔點為 962 ℃，這極大提高了疲勞壽命。

傳統 IGBT 驅動板只有短路、驅動電源欠壓等很少的幾種保護功能，且不能區分上報故障類型，這對設備故障定位、分析、維護都帶來了極大不便。SKiiP4 采用數字控制，具有完善的故障保護功能且能夠分別上報：DCB溫度超限、環境溫度超限、內部 15 V 電源欠壓、內部二次側電源故障、電流傳感器故障、下管故障、上管故障、下管輸入信號振蕩、上管輸入信號振蕩、過流、直流母線過壓等。SKiiP4 還能夠上傳模擬量：DCB 溫度、直流母線電壓、輸出電流等。

SKiiP4 的上述狀態和模擬量信息通過 CAN 總線輸出。SVG 裝置控制器采用 TI28335 控制芯片，該芯片具有 2 個 CAN 接口，1 個負責和上位機通信，1 個專門和裝置內部的 3 只 SKiiP4 模塊通信，接收它們的狀態信息。這為裝置運行狀態的監控提供了極大的便利。

500 kvar / 380 V SVG 裝置的額定有效電流為760 A，峰值電流 1 074 A，采用 1 200 V/2 400 A 的模塊，電壓、電流余量足夠。其結溫通過賽米控的 semisel仿真軟件，在 700 V 直流母線電壓、3 kHz 開關頻率、額定輸出電流下，IGBT、二極管芯片結溫分別為 101 ℃、102 ℃。第 4 代功率半導體芯片的最高結溫是 175 ℃，最高連續工作結溫是 150 ℃，因此，有較大的余量，有利于延長器件壽命。

3 LCL 濾波器設計

在 LCL 濾波器的設計過程中，除了要滿足高頻開關紋波電流的濾波效果，濾波電感量也必須進行嚴格限制。SVG 的電感壓降和電網電壓是線性疊加關系，過大的電感量需要較高的直流母線電壓，才能保證 SVG 工作在線性調制區。同時，LCL 濾波器的基本原理是濾波電容和網側電感對高頻電流進行阻抗分流，因此，必須保證分流效果。這樣，從限制濾波電感量和保證高頻電流分流效果這兩點出發[7]，可以得到以下設計步驟。

3.1 確定總濾波電感量

對于基波無功電流，LCL 濾波器的濾波電容相當于開路，電路可以簡化為圖 3a 所示的等效電路，圖 3a 中的L代表L1和L2的總濾波電感。圖 3b 為并網變流器在整流、吸收滯后無功狀態下工作的電壓、電流相量圖。

令Is為電網電流有效值，UL為電感電壓有效值，ULd為電感電壓有效值的d軸分量，ULq為電感電壓有效值的q軸分量，Us為電網相電壓有效值，Ui為逆變橋交流相電壓有效值，φ為電網電壓相量Us和電網電流相量的功率因數角。

逆變橋輸出電壓和電網電壓、電感壓降的關系為：

式（1）中ω為電網角頻率，若φ= -90°，并網變流器向電網注入滯后無功，Ui最大，為：

圖 3 逆變橋輸出電壓

對于額定電壓 1 200 V 的 SKiiP4 模塊，設定直流母線電壓Udc= 700 V 較為合理，采用空間矢量調制（Space Vector Modulation）的三相三線電壓型 PWM 逆變橋輸出的最大交流相電壓有效值為：

考慮電網 7% 過壓，為保證三相 VSC 逆變器工作在線形調制區，濾波電感電壓最大為：

在 500 kvar 無功電流下，濾波電感量最大為：

圖 4 LCL 濾波器輸出電流和頻譜

考慮到死區造成的輸出電壓損失以及電流動態過程中需要的電壓余量，取濾波電感量L= 0.18 mH。

3.2 確定 L1 和 L2 的電感量

L1和L2均分總濾波電感量可以得到最佳的濾波效果。考慮到太小的L1將承擔較大的高頻紋波電流，導致較高的噪聲和損耗，因此，逆變器側和網側電感分別取值為L1= 0.12 mH、L2= 0.06 mH。

3.3 確定濾波電容 C

要保證濾波電容對高頻紋波電流的旁路效果，容抗XC必須小于網側電感感抗XL2的 20%。開關頻率為fSW= 3 kHz，則濾波電容設計為C= 250 μF，容抗XC和網側電感感抗XL2的比值為 18.8 %，能夠滿足要求。

設計的 LCL 濾波器輸出電流和頻譜如圖 4所示，可見 3 kHz 及其倍頻次紋波電流含量很小，具有很好的高頻濾波效果。圖 4 中THD為諧波總畸變率。

4 直流母線電容設計

對于三相平衡系統，無功功率交換在三相之間進行，直流母線電容只需吸收 3 kHz 開關頻率及其倍頻紋波電流，通過 Matlab 仿真可以得出 SVG 裝置的總直流紋波電流有效值為 360 A。基于高頻、大電流的特點，采用金屬化薄膜電容作為直流母線電容比較合適。薄膜電容比傳統的電解電容載流能力強、無需串聯、能夠自愈，且不存在電解液分解問題，可靠性高、壽命長，在電力機車牽引變流器中得到了廣泛應用[8]。其缺點是單位體積容值密度較低，但由于不需要串聯，其體積大的缺陷可以得到部分彌補。

考慮到可靠性，采用進口 epcos 的 480 uF/880 V 薄膜電容。采用18只電容并聯，每只電容承擔 20 A 電流。該電容的數據手冊顯示其額定電流是 50 A，承擔 20 A 電流余量較為充足。18 只電容分為 3 組，每組 6 只，3 組電容與三相 SKiiP4 就近安裝，以減小直流回路等效電感和IGBT 關斷電壓尖峰，提高主功率模塊的工作可靠性。

圖 5 SVG 裝置控制框圖

圖 6 校正前后 LCL 濾波器波特圖

5 基于數字一拍延時的雙閉環控制策略

SVG 裝置采用在d、q坐標系下的電壓、電流雙閉環控制策略（圖5）。在d、q坐標系下，三相交流量轉變為二相直流量，采用 PI 控制器能夠實現無靜差控制。q軸電流環負責無功電流的閉環控制；直流穩壓環和d軸電流環構成雙環結構，負責直流母線電壓的穩定。

d、q軸電流環的結構類似，都采用數字控制一拍延時結合 PI 控制器，進行 LCL 濾波器的閉環穩定控制[9]，校正前、后的開環頻率特性如圖 6 所示。數字控制一拍延時引入相移，使得開環相角曲線-180°穿越頻率從1.6 kHz 降低到 987 Hz，通過 PI 控制器比例系數的合理選取，將該頻率點處的增益校正為 -6.02 dB，這樣開環傳遞函數不包圍臨界點（-1，j0），從而閉環穩定。PI 控制的積分負責提高穩態精度，在 9.02 Hz 以下的低頻段，由于積分作用，校正后的開環增益大于校正前，對于直流成分理論上可以提供無窮大增益，能夠實現無靜差。這種 LCL 濾波器電流閉環控制方法相比傳統無源阻尼方案，能夠徹底取消阻尼電阻，消除了其發熱損壞的隱患；相比有源阻尼方案，不需要增加電容電流傳感器，控制環結構簡單、可靠性高。

d、q軸電流環的輸出疊加電網電壓前饋量后，進行空間矢量脈寬調制（SVPWM），得到 6 路 PWM 信號，控制 SKiiP4 模塊進行開關動作，輸出需要的無功補償電流。SVPWM 的基本原理如圖 7 所示，三相逆變橋 6 只主功率管的各種開關狀態組合對應著 6 種有效矢量和 2 種零矢量（括號中數字為三相橋臂開關模態，1 和 0 分別代表上管的通、斷），三相合成旋轉電壓矢量可以通過合理選擇 2 種有效矢量、1 種零矢量及其作用時間進行合成，這樣就實現了SVG裝置的PWM 控制。SVPWM 調制相比正弦脈寬調制（SPWM）的優勢在于，正弦調制量u**疊加零序三角波uz后，得到的馬鞍波形u*幅值被拉低，拓展了線性工作范圍，使得逆變電壓輸出能力提高了 15.4%[10]，有利于降低 SVG裝置的直流母線電壓和開關損耗。

圖 7 空間矢量脈寬調制基本原理

圖 8 突加負載仿真波形

圖 9 LCL 濾波器電流波形

6 仿真結果

針對 500 kvar SVG 裝置 LCL參數和閉環控制參數，通過系統建模進行了 Matlab 仿真設計。如圖 8突加負載仿真波形顯示，在 0.02 s SVG 裝置投入補償，經過 4 ms 補償電流進入穩態，動態過程較快，且振蕩不明顯。電網電流在補償前有明顯的相位滯后，補償后和電網電壓的相位差消失。這說明設計的500 kvar SVG 裝置具有較好的動、靜態補償效果。

如圖 9 所示，LCL 濾波器電流波形顯示出，逆變器電流中除了基波成分外，還含有較多的開關頻率紋波成分。這些高頻紋波經過網側電感和交流電容分流后，基本上都流入了交流電容，流入電網的電流是比較干凈的基波。說明設計的LCL 濾波器達到了預期的濾波效果，各元件電流波形與理論分析吻合，濾波器設計合理。

圖 10 為調制波波形，馬鞍形波形是 SVPWM 調制的典型波形。在突加負載后，調制波幅值明顯增大，這正說明了輸出無功電流在濾波電感上產生了壓降，所以，逆變輸出電壓增加了。同時可以看出，在滿載后調制波并沒有達到最大幅值，還有一定余量，這些余量可以應對實際電網可能出現的過壓工況。

7 實驗結果

對研制的 500 kvar SVG 裝置進行了實驗。圖11 為補償電容柜負載的穩態波形，圖 11 中：通道 1 為 SVG 裝置的滿載補償電流波形，有效值 740 A，波形正弦度較好；通道 2 是電容柜電流，受電網電壓畸變的影響，電容電流含有諧波成分；通道 3 為補償后的電網電流，可見無功電流被完全補償，殘留的是諧波電流成分；通道 4 為 SVG 裝置的直流母線電壓，波動較小。

圖 12 是 SVG 裝置的 SKiiP4 事件顯示界面，裝置的 3 只 SKiiP4 模塊事件能夠分別顯示，每只 SKiiP4 模塊的事件采用 16 bit 二進制位表示，每 1 位代表一種事件，空白圓圈表示沒發生，黑圓圈代表有事件發生。

圖 10 調制波波形

圖 11 SVG 裝置滿載穩態波形

圖 12 SVG 裝置的 SKiiP4 事件顯示界面

8 結論

對于應用于城市軌道交通的高可靠性 500 kvar SVG裝置，本文提出了采用賽米控第 4 代智能功率模塊 SKiiP4 作為主功率器件，以提高疲勞壽命，并能夠提供詳細的事件信息，利于故障排查；采用 LCL 濾波器減小濾波電感量，結合 SVPWM，降低直流母線電壓、減小開關損耗；采用薄膜電容提高直流母線電容壽命；采用數字控制一拍延時實現 LCL 濾波器的無阻尼電阻電流單環控制，徹底消除了阻尼電阻過溫損壞的隱患。仿真和實驗結果說明，該方案是正確、有效的。

[1]吳章輝. 地鐵 110 kV主變電所 SVG無功補償[J]. 科技創新與應用，2014（20）：157.

[2]鐘駿. 淺議動態無功補償裝置 SVG在地鐵供電系統中的應用[J]. 鐵道勘測與設計，2009（3）： 84-86.

[3]焦劼. 地鐵供電系統 SVG 裝置的應用[J]. 遼寧科技大學學報，2013，36（1）：42-47.

[4]Yoshitaka Nishimura, Kazunaga Oonisi, Fumihiko Momose, 等. 高可靠性IGBT模塊封裝的設計[J]. 袁海斌 譯. 電力電子，2010（4）：62-66.

[5]張睿. 壓接型 IGBT 模塊內部并聯芯片支路電流分布特性及其均流方法[D]. 北京：華北電力大學，2016.

[6]梅云輝，連嬌愿，徐乾燁，等. 納米銀焊膏雙面連接IGBT 封裝形式的強度[J]. 機械強度，2014（3）：352-356.

[7]張東江，仇志凌，李玉玲，等. 基于 LCL 濾波器的高穩態性能并聯有源電力濾波器研究[J]. 電工技術學報，2011，26（6）：137-143.

[8]王曉東. 直流金屬化薄膜電容器在大功率變流器中的研究[D]. 北京：北京郵電大學，2014.

[9]仇志凌，楊恩星，孔潔，等. 基于 LCL 濾波器的并聯有源電力濾波器電流閉環控制方法[J]. 中國電機工程學報， 2009，29（18）：15-20.

[10]周衛平，吳正國，唐勁松，等. SVPWM 的等效算法及 SVPWM 與 SPWM 的本質聯系[J]. 中國電機工程學報，2006，26（2）：133-137.