基于矢量控制的VIENNA整流器研究與實現

史敏靜 黃亞軍

摘 要：在能量不需要雙向流動的應用場合，三相三電平三開關VIENNA 整流器得到了廣泛應用。分析了VIENNA整流器的工作原理，設計了考慮中性點電位偏移的三電平SVPWM調制策略。對于電流方向判別在過零點容易誤判問題，采用了在dq坐標系中濾波，再反變換到abc坐標系統的方法，消除了紋波對區間判斷的影響。控制策略采用基于SVPWM的VIENNA整流器的電壓外環、電流內環的雙閉環矢量控制策略，最后進行了仿真和實驗驗證。仿真和實驗結果表明，提出的控制方法，能夠實現系統單位功率因數校正和低電流畸變。實驗結果證實了該整流器控制簡單，具有良好的動態性能和靜態性能。

關鍵詞：VIENNA整流器； 電壓空間矢量脈寬調制； 矢量控制； 中點電位平衡

DOI：10.16640/j.cnki.37-1222/t.2018.08.128

0 引言

隨著現代工業化進程的不斷推進，電網諧波問題變得越來越不容忽視[1]。傳統的整流電路存在輸入電流諧波大和系統功率因數低的缺點，造成電網電能的利用率降低。實現裝置單位功率因數，降低網側電流畸變是PFC技術的主要目標。相較于其它三相PWM整流器，VIENNA整流器具有結構簡單、開關管、二極管等器件兩端承受電壓應力小、網側電感電流紋波小等優點[2-4] ，在高壓、中大功率等性能要求較高的場合均能獲得理想效果。

VIENNA整流器的控制方式主要分為基于SVPWM技術的矢量控制[5-7]和單周期控制[8-9]。單周期控制實現簡單，但忽略電流內環，對電網的要求和電流波形要求高；矢量控制控制因其控制性能優越、響應快速、簡單易行而廣泛運用于PWM整流器等功率因數校正電路。本文研究了VIENNA 整流器的閉環控制策略，并針對上述中點波動問題，通過調節直流偏移量實現直流側中點電壓平衡控制，最后搭建了PSIM下的仿真模型和搭建了一臺實驗樣機，實驗結果表明該方案的采用確保了VIENNA 整流器系統具有優良的輸入性能和直流穩壓性能的同時，較好地實現了中點電壓平衡控制。

1 VIENNA整流器的工作原理

三相三電平VIENNA整流器拓撲結構如圖1所示，圖中，、、為三相輸入電源電壓，為交流側三相電感，、、為電感電流，、、為雙向開關管，、為整流器輸出端上下濾波電容，、為、上的電壓，為負載電阻，為負載電阻上的輸出電壓。

ABC三點與M點之間的電壓可以表示為：當導通，；當關斷，且，；當關斷，且，。為描述方便，引入單刀三擲開關，三位置分別為p，M，n，開關在相應的位置合上為1，否則為0。與之間的關系可表示為：

（1）

令，與之間的關系可表示為：

（2）

其中sign為符號函數。

三相電感的微分方程可由下面的方程來描述：

（3）

設為直流側中點M與中性點N之間的電壓，與， ，之間的關系為：

（4）

在三相對稱系統中滿足，忽略電感上的壓降，可得：

，

將式（4）代入式（3），可得：

（5）

結合式（3）、（4）、 （5）可得：

（6）

對于節點p，M，n可通過基爾霍夫定律分別得到如下關系：

（7）

（8）

（9）

2 VIENNA整流器的矢量控制

在式（6）中，令、、為調制后的控制電壓，如式（10）：

（10）

則式（6）變為：

（11）

這樣就可以采用廣泛使用的PWM整流器的前饋解耦雙閉環控制策略。VIENNA整流器矢量控制系統結構框圖如下圖2所示。abc三相系統經過變換得到兩相系統，采樣的三相電壓經過鎖相環得到dq 變換的參考相位角。根據參考相位角將坐標系統參數變換為dq坐標系統。VIENNA整流器矢量控制采用電壓外環，電流內環的雙閉環控制策略。電壓外環控制使直流母線電壓保持穩定，且采樣的直流母線電壓與參考電壓給定值比較后的偏差值經過PI調節后作為d軸電流給定參考值；內環電流的控制引入、的前饋解耦控制，且、的電流環均采用PI 調節控制，以此來實現網側電流的正弦化，最后經SVPWM調制產生控制VIENNA整流器的觸發脈沖。

3 三電平SVPWM實現

3.1 基于二電平的三電平SVPWM實現

三位置開關產生的電壓為正、零和負電壓，可表示為1、0、-1。假設直流側電容 、兩端的電壓相同，考慮到三相對稱系統中不可能出現三相電壓同為正和同為負的情況，可以得到共有種電位組合狀態，可以產生19種矢量，開關狀態和矢量之間的關系如圖3所示。

VIENNA整流器的三電平狀態與電流的方向有關，在實現電壓調制時，必須滿足電壓和電流矢量同極性；首先根據電流矢量的極性，可以將整個三電平大六邊形平面劃分成6個小扇區，而每個小扇區由小六邊形組成。當abc三相電流為+、-、-時，電流區間為I，如圖3中的灰色區域。設被調制的參考矢量為，利用三角形法則，，的作用時間為一個PWM周期，而可由和利用二電平SVPWM實現。

3.2 電流極性判斷

因電流受PWM高頻干擾、系統噪聲等因素的影響，通過傳感器直接采樣的電流往往含有大量諧波，對電流極性進行判斷，在過零點容易產生誤判。若對直接采樣的電流進行濾波再判斷極性，又存在電流相位滯后的問題。考慮到在dq坐標系中的量為直流量，對直流量進行濾波不存在相位滯后的問題，因此，本文將三相電流先變換到dq坐標系進行濾波，得到只含有基波分量的d軸電流和q軸電流，再將其反變換回abc坐標系，得到光滑的三相正弦波電流，這樣就可以相對準確地判斷電流極性。坐標變換法的電流極性判斷實現流程如圖4所示。

3.3 中點電位平衡控制

由于實際電路不能做到完全對稱，中點電壓會發生偏離，會導致注入電網的電流諧波分量增加，嚴重時可能導致開關器件及直流側電容承受過高電壓而損壞。分析發現零矢量和大矢量對電容中點電位無影響，中矢量對電容中點電位的影響是不確定的，而小矢量的兩組電位組合狀態對電容中點電位的影響是相反的；負小矢量使直流側電容放電、充電，中點電位將上升，正小矢量使直流側電容充電、放電，中點電位將下降。定義，對進行PI調節，即：

（12）

假設小矢量對應正、負冗余開關狀態的作用時間為、，且， 則作用時間的調整公式為：，。重新分配正、負小矢量的作用時間，便可以有效的抑制中點電位的波動。

4 仿真及實驗驗證

根據前面所述的控制方法，利用PSIM仿真軟件對三相VIENNA整流器進行仿真及實驗驗證。仿真時具體實驗參數如下：三相輸入電壓對稱，線電壓為380VAC/50Hz；直流側輸出電壓為750V；開關頻率為20kHz；三相輸入濾波電感為3mH；直流側兩個輸出電容均為1000uF。

仿真時，初始負載電阻為120，在0.04s負載增加，電阻值變為60，為驗證中性點電位平衡控制效果，在電容上并聯一個400的電阻，且、的初始電壓也不同，分別為270V和300V。圖5為仿真結果圖。由圖可以看出交流側電壓和電流同相位，三相輸入電流呈現正弦化，同時兩輸出電容的電壓穩定在375V左右，電壓波動值也很小。

圖6為實驗時輸出功率為7.5kW時a、b兩相輸入電流波形圖。由圖可看出，控制策略可以使輸入電流波形呈現正弦波，經功率分析儀的測量結果顯示輸入電流諧波含量為2.2%，各奇次斜波含量與THD值均明顯下降。

圖7為a相輸入電流與ab線電壓波形圖，圖線電壓波形相位超前于A相輸入電流波形相位30°，即滿足輸入電流波形與輸入相電壓波形同相位。

圖8為直流側上下電容電壓波形圖，由圖可看出：上下電容電壓的差值穩定在10V左右，實現了穩壓效果。

5 結論

本文分析了VIENNA整流器拓撲的基本工作原理，詳細分析了該結構的SVPWM脈寬調制器的實現方法，提出了基于dq坐標系的電流濾波方法，消除了電流紋波對電流區間的誤判。采用電壓外環和電流內環的雙閉環控制實現了VIENNA整流器的輸出性能要求。通過PSIM仿真平臺搭建了VIENNA整流器的仿真模型和驗證樣機，實驗結果表明，該整流器具有良好的動態性能和穩態性能，實現了單位功率因數運行的目標，網側諧波含量少，直流母線紋波小，負載突變時，動態響應快。

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