基于UC3875的移相式PWM直流電源設計

2018-05-02 07:41:01陳明理畢睿華隆賢林程桂林

機電信息 2018年12期

陳明理畢睿華陳昊隆賢林程桂林

（1.國網江蘇省電力有限公司南京供電分公司，江蘇南京210000；2.南京工程學院電力工程學院，江蘇南京211167；3.國網江蘇省電力有限公司，江蘇南京210024）

0 引言

隨著電子、通信等技術的不斷進步，對電源的各方面性能要求也越加嚴格。因此，高效逆變電源不斷朝著輕、小、薄、高效率方向發展，并被廣泛應用于家用電器、計算機、通信和自動控制等設備中。將諧振變換器與PWM技術結合起來構成軟開關PWM控制方案，既能實現功率開關的軟開關特點，又能實現恒頻控制，是當今電力電子技術領域的研究熱點之一[1]。全橋移相控制軟開關PWM變換器是直流電源實現高頻化的理想拓撲之一，用軟開關技術實現的DC-DC變換器其效率可達90%以上。本文針對UC3875芯片組成的移相全控橋電路進行了設計，實驗結果滿足設計要求。

1 移相式直流電源的原理分析

如圖1所示，輸入直流電壓Udc，選擇的功率開關器件N溝道MOSFET分別為VT1、VT2、VT3、VT4，VDl、VD2、VD3、VD4為反饋二極管，輸出電容為C1、C2、C3、C4，漏電感為Lr，負載兩端的電壓由變壓器二次側電壓通過帶阻感負載的橋式整流電路來提供。實現零電壓開通（ZVS）條件工作原理[2]：正常情況下，該器件啟動時，開關管兩端承受很大的電壓，不利于導通；并聯電容后，變壓器漏感Lr與電容發生串聯諧振，相當于一根導線，漏感儲能，電容釋放能量，這樣可以讓開關管承受的電壓降為零，有利于其安全導通。

圖1 移相控制全橋ZVS-PWM變換器主電路原理圖

在移相全橋ZVS-PWMDC-DC變換器中，因為采用的開關器件是VT1～VT4，并聯電容為C1～C4，反饋二極管為VD1～VD4，所以在一個周期過程中，有12種不一樣的工作流程，且該變換器的工作狀態在12種工作過程中完全不相同。

這12種工作過程[3]分別為：

（1）功率輸出過程：正半周功率輸出、負半周功率輸出；

（2）鉗位續流過程：正半周鉗位續流、負半周鉗位續流；

（3）串聯諧振過程：超前臂器件工作時的諧振，滯后臂器件工作時的諧振；

（4）換流過程：超前臂器件工作時的換流，滯后臂器件工作時的換流；

（5）反饋過程：一次側電感儲能并向電網反饋；

（6）急變過程：變壓器一次側電流在過零結束時的上沖、下沖；

（7）二次側整流輸出電流受一次側的影響變化過程；

（8）在二次側的輸出電壓占空比缺失過程。

從理論上來講，正負半周的輸出波形應當是對稱的，所以只需要分析一個周期中正半周的工作過程，就可推導出負半周的工作過程。其工作波形圖以及工作過程如圖2、圖3所示。

圖2 主變壓器原邊電壓、原邊電流、副邊電壓波形（一個完整工作周期）

如圖3（a）所示，t0—t1時間內為正半周功率輸出過程：電能轉化為電感儲存的磁能，并向負載供電。

如圖3（b）所示，t1—t2時間內為超前臂諧振過程：利用并聯電容與等效電感發生串聯諧振，在t2時刻VT1兩端電壓降為零，從而實現零電壓關斷。

如圖3（c）所示，t2—t3時間內為正半周原邊電流的鉗位續流過程：續流電流通過鉗位二極管流通，從而實現其零電壓導通（ZVS）。

如圖3（d）所示，t3—t4時間內為滯后臂諧振過程：換相過程中全橋整流電路恢復正常工作，對負載供電。

如圖3（e）所示，t4—t5時間內為電感儲能返回電網過程：并聯電容與Lr發生串聯諧振，將VT3兩端的電壓鉗位在零電平，從而為實現功率開關管VT3的零電壓開通創造了有利條件。

圖3 電路各時段工作模態等效電路

如圖3（f）所示，t5—t6時間內為原邊電流負向增大過程：VT2、VT3保持導通狀態，使得反并聯二極管反向電壓而自然關斷；同時為負半周功率輸出過程形成有利條件[4]。

在軟開關電路中，應當盡量避免將死區時間設置過大。因為死區時間越大，開關管兩端承受的電壓越高，將大大增加開通損耗，影響功率的輸出。

2 基于UC3875的主控制回路設計

為了實現開關管的零電壓開通（ZVS）和零電流關斷（ZCS），采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路。UC3875芯片是移相式準

諧振變換器控制集成電路，具有多種控制技術，如恒頻脈寬調制技術、諧振和零電壓開關技術等，可實現半橋功率級的恒頻PWM控制。

用UC3875設計的控制電路如圖4所示。圖中，R302和C302設置開關頻率，R301和C301設置OUTA和OUTB的死區時間，R303和C304設置OUTC和OUTD的死區時間。R304和C303設置鋸齒波的斜率和幅值，C305設置軟啟動時間[5]。

（1）頻率設置。將變換器的開關頻率設置為25kHz，則振蕩器的頻率為50kHz，所以由：

圖4 UC3875外圍控制電路結構圖

選擇C302的大小為222pF，則可得到R302=360kΩ，實際取值390kΩ。

（2）死區時間設置。將該變換器的死區時間設置為1μs，死區時間由死區電阻決定。由UC3875芯片資料可知：

則延遲設置電阻：

綜合考慮，選取R301和R303為37kΩ。

3 仿真與實驗驗證

根據課題給出的系統設計指標進行主電路相關參數的計算。在計算出主要參數的基礎上，基于Matlab/Simulink軟件搭建仿真模型進行系統的仿真，同時為硬件電路的設計做好準備。

3.1 仿真電路結構模型

系統仿真模型如圖5所示，模型主要參數如下：交流電源單相電壓幅值分別為311V，初始相位分別為0°、120°和-120°，頻率為50Hz；三線圈三相轉換器：額定功率為1kW，頻率為50Hz，原副邊均采用星型接法，原、副邊電壓為380V、50V；高頻變壓器：額定功率為1kW，頻率為50Hz，繞組1電壓400V，繞組2電壓200V，繞組3電壓200V。

圖5 電路的仿真原理圖

如圖5所示，三相電壓經過三相變壓器，通過三相不可控橋式整流電路，將三相電壓變換為脈動直流電壓。在圖中，電路負載兩端的電壓值與高頻變壓器兩端的電壓值進行比較，比較輸出作為MOSFET管的驅動信號，以構成閉環反饋[6]。在實際電路中，可以使用電位器來調節改變電壓值，實現連續調節輸出電壓。由圖6可知，上半部分（即Vabinverter）是變壓器的原邊輸入信號波形圖，下半部分（即Vab_load）是負載兩端的輸出波形圖。從仿真曲線可見，逆變電路的輸出電壓（高頻變壓器即線性變壓器的輸入電壓）波形為方波，幅值大小為100V，負載兩端的電壓波形為直流波形，大小由0升到45V，最后穩定于45V，這正是逆變到整流的轉換。

圖6 仿真波形圖

3.2 硬件電路設計與實驗

設計要求：三相交流220V輸入，直流32V輸出，電流0～5A，精度5%以內。

移相式PWM直流電源的工作過程為：直流電壓經過逆變器變為含諧波較多的交流電，并通過主隔離變壓器將兩部分隔離開來，防止干擾。二次側電壓經過全波整流電路（由VD5和VD6組成）變換為直流電，再經過LC濾波電路，去除高次諧波，形成穩定的直流電并給負載LR（阻感性負載）供電。在一個完整的開關周期內，4個功率開關管的占空比小于50%，并且按照順序導通、關斷。具體實驗操作實物圖如圖7所示，主電路相關元器件參數如表1所示。