蔣 明，邵文普，王 華

0 引言

光電跟蹤系統中，永磁同步電機電流環的性能將關系到光電跟蹤系統性能[1]，永磁同步電機電流檢測精度直接影響到電流環跟蹤性能，電流檢測系統包括電流傳感器、信號調理電路、模數轉換電路以及控制系統。

本文推導了閉環霍爾電流傳感器傳輸函數，分析了傳感器內部運算放大器參數對響應時間的影響，設計了電流信號檢測調理電路，采用同步采樣方式進行電流采樣，實現了電流閉環，實驗表明采樣電流噪聲較小。

1 閉環霍爾電流傳感器分析

磁平衡式電流傳感器通過副邊補償電流所產生的磁場來抵消原邊電流Ip在磁芯中產生的磁場，通過霍爾元件檢測磁芯的零磁通狀態，使得副邊補償電流Is能夠精確地反映原邊電流Ip。

根據霍爾原理，可得霍爾電壓Vh

圖1 閉環霍爾傳感器結構框圖Fig.1 Closed loop hall sensor structure diagram

其中，Kh為霍爾系數，B為垂直磁感應強度，Np為勵磁電流Ip匝數，Ns為補償電流Is匝數，Kε為電導率系數，I為霍爾器件激勵電流，此電流由霍爾傳感器內部恒流源產生，因此在垂直磁場不變時，霍爾電壓與勵磁電流成正比。

圖1中運算放大器電路可以用傳輸函數表示：

其中，令Kp=RfRg，Ki=RfC，可以將運算放大器電路等效為PI控制器，控制器輸出電流作為副邊補償線圈勵磁電流。由于Vo=RM·Is，Vi=Vh，可得：

經化簡可得原邊電流到副邊電流的傳輸函數：

其中， Kpp=KhKεNpI RM， Kss=KhKεNsI RM，在原邊和副邊匝數相等時，即N=Np=Ns時，K=Kpp=Kss，上式為一階系統，經過拉普拉斯逆變換到時域后，單位階躍響應為：

得到時間常數T為：

一階系統的建立時間Ts一般為3T，由式（6）和式（2）可知，通過調節RM、Rf和Rg可以得到最優的建立時間，使得霍爾傳感器平衡時間小于1 μs，同時也需要選擇合適的RM使得Is在正常范圍內。

當原邊導線上有電流流過時，在原邊導線周圍會形成圓形磁場，霍爾元件產生霍爾電壓，此電壓經過運算放大器放大后驅動互補推挽電路，產生補償電流Is。抵消原邊電流磁場，使得霍爾元件所受磁場作用減小，根據式（1）霍爾電壓也相應減小。最終效果是使得副邊安匝數與原邊安匝數相等，在參考傳感器用戶手冊得到原副邊匝數后，可以根據式（4）得到原副電流穩態增益為IsIp=NpNs。

2 電流信號調理電路

閉環霍爾電流傳感器為電流輸出，通過測量電阻RM轉換為電壓輸出，如果直接將此電壓輸出作為模數轉換器輸入，由于輸入阻抗不匹配的原因，導致實際的RM_real=RM//Rin，這里Rin是后級輸入阻抗，最終實際測量電阻值RM_real＜RM，根據前文的論述會使得建立時間發生改變或者副邊電流超出正常范圍。

因而在本文中，霍爾電流傳感器的輸出先經過射極跟隨器實現電流傳感器和后級濾波電路阻抗變換，如圖2所示。由于射極跟隨電路作為電流檢測的最前端，靠近三相橋式逆變器，受到的電磁干擾也最大，因而本文在設計PCB時將功率驅動部分和電流檢測部分隔離供電、分開共地，使用隔離島分隔每個功能模塊[2-3]。

圖2中使用儀表放大器INA118實現射極跟隨作用，INA118具有溫飄小、輸入端帶有過壓保護、共模抑制比高、輸入阻抗高于一般運算放大器等優點，更適合用于射極跟隨器電路中。

為了使A/D采樣時不發生頻譜重疊，在射極跟隨器之后設計了截止頻率為6 kHz的2階貝塞爾有源低通濾波器，如圖2所示。有源低通濾波器的幅頻、相頻響應如圖3所示，在1 kHz內增益紋波小于0.075 dB，最大相移為-12.985°。

圖2 信號調理電路Fig.2 Signal processing circuit

圖3 低通濾波器幅頻相頻響應Fig.3 Amplitute and phase response of lowpass filter

貝塞爾濾波器在通頻帶內具有平坦的幅度和線性相位響應（群延時基本不變），在1 kHz內群延時固定為36 μs，因而在測量永磁同步電機電流環帶寬時，可以很容易地進行補償。

3 同步采樣[4-5]

在永磁同步電機的電流環控制中，控制頻率取20 kHz，同步采樣在控制周期的起點和中點處采樣，可減小二倍載波頻率諧波干擾，減小紋波噪聲干擾，此時電流采樣頻率為20 kHz，模數轉換器為AD7656，能夠實現六通道獨立同時采樣，輸入電壓范圍可達±10 V，由FPGA內部邏輯控制CONVST信號啟動模數轉換，采樣流程如圖4所示。

在圖4中，(n-1)Tc為載波周期起點，(n-1 2)Tc為載波周期中點，在IF(k-1)時刻FPGA控制AD啟動轉換，與此同時在P(k-1)FPGA輸出PWM波驅動三相逆變器，電流采樣與PWM輸出同步。

圖4 DSP/FPGA工作流程Fig.4 DSP/FPGA working flow

4 實驗驗證

在設計了電流信號檢測調理電路的基礎上，構建永磁同步電機實驗平臺，如圖5所示，在FPGA中實現電流采樣，在DSP中實現電流環控制算法。

圖5 實驗平臺Fig.5 Experiment platform

圖6 三相電流Fig.6 Tri-phase current

在圖4所示的工作流程圖中，由FPGA產生20 kHz的控制信號，觸發AD采樣轉換及PWM輸出，觸發DSP進入中斷讀取FPGA中采樣數據，在DSP中實現電流閉環控制算法。

給定幅值為8 A，頻率為1 Hz的q軸正弦參考電流進行電流環閉環控制，由電流檢測調理電路得到三相反饋電流，如圖6所示。

對A相電流進行傅里葉變換得到A相電流頻譜，如圖7所示，可見A相基波頻率為1.5 Hz，相對于70 Hz以上頻率噪聲信噪比達到26.8 dB。

圖7 A相電流頻譜Fig.7 A-phase current spectrum

5 總結

本文的電流檢測系統結構簡單，檢測噪聲較小，獲得了較高的三相反饋電流信噪比，提高了永磁同步電機電流環跟蹤效果，已經應用于光電跟蹤系統中。

參考文獻：

［1］馬佳光.捕獲跟蹤與瞄準系統的基本技術問題［J］.光電工程，1989（3）：1-42.

［2］劉雷波.信號完整性問題和印制電路板設計［M］.北京：機械工業出版社，2005.

［3］呂英華.電磁兼容的印制電路板設計［M］.北京：機械工業出版社，2008.

［4］耿華，于艾，楊耕.SVPWM逆變電源電流采樣方法的比較［J］.電力電子技術，2005，39（6）：136-137.

［5］王建寬，崔巍，江建中，等.SVPWM技術的理論分析及仿真［J］.微特電機，2006，34（6）：15-17.