九開關變換器直接電流控制研究

潘雷　王凱　張俊茹　王貝貝　楊釗　李梅

摘要：針對九開關變換器的控制問題，提出一種九開關變換器的直接電流控制策略。闡明了九開關變換器兩電容電壓與各橋臂開關器件開關狀態間的約束關系；采用開關函數法建立了九開關變換器在兩相靜止坐標系下的數學模型，并給出兩相靜止坐標系下九開關變換器的等效電路模型；通過該等效電路，建立九開關變換器兩交流端的電流觀測模型，為避免傳統積分器的缺點，采用一種具有飽和反饋功能的改進積分器，最終實現九開關變換器的直接電流控制。此外，該方法僅采用了兩個電壓傳感器，并通過仿真和實驗手段，驗證了該數學模型和控制方法的正確性和有效性。

關鍵詞：九開關變換器；等效電路；開關函數；電流觀測；直接電流控制

DOI：10.15938/j.emc.2018.11.000

中圖分類號：TM 74

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2018）11-0000-00

0引言

九開關變換器（nineswitch converter，NSC）可實現兩個交流端的獨立控制[1]。九開關變換器具有同頻（constant frequency，CF）和異頻（different frequency，DF）兩種工作模式[2]。CF模式是指兩交流端的工作頻率相同，相位可相同，也可不同；DF模式是指兩交流端的工作頻率不同。

各國學者針對九開關變換器進行了廣泛深入的研究，研究的主要內容為調制方法和應用領域。針對調制方法的研究主要有載波PWM方法[1-3]和SVM方法兩種[4-5]，重點研究了在同頻和異頻模式下的PWM調制機理與方法[1]，空間矢量分布規律及調制方法[4]，兩交流端輸出電壓幅值與兩交流端相位差間的約束關系[5]，無死區時間的PWM調制機理與方法[2]，開關損耗和導通損耗[6]等。

九開關變換器的應用領域較廣，如：混合動力汽車[7]、功率質量調節[8-9]、風力發電[10-13]、分布式發電系統[14]、不間斷電源[15]等領域。但是目前針對九開關變換器的數學模型與控制方法的研究并不多見。

一般來說，直接電流控制采用電壓外環和電流內環的雙閉環串級控制結構，與間接電流控制相比具有更高的穩態性能、動態性能和控制精度，同時也使負載電流的控制對系統參數的變化不敏感，從而增強了電流控制系統的魯棒性，因而得到了越來越深入的研究和廣泛的應用[16]。直接電流控制可分為預測電流控制[17]、滯環電流控制[18]、平均電流控制[19- 20]和狀態反饋電流控制[21]等。

本文提出了一種九開關變換器的直接電流控制方法。該方法建立了九開關變換器在兩相靜止坐標系下的數學模型，得到了兩交流端負載電壓與直流電容兩端電壓間的數學模型和兩交流端負載電流的觀測模型；建立了兩交流端負載電流的觀測器，針對觀測器中傳統積分環節的缺點進行了改進，最終建立了九開關變換器的直接電流控制系統。仿真和實驗結果驗證了該方法的正確性。

1開關函數模型

九開關變換器的拓撲結構如圖1所示。鑒于開關器件開關狀態的切換和避免直流母線的短路及兩交流負載各相電位的不確定，可得各橋臂3個開關器件開關狀態切換的約束條件為：

SAH+SAM+SAL=2，

SBH+SBM+SBL=2，

SCH+SCM+SCL=2。（1）

其中：當開關器件SJX閉合時，SJX=1；當開關器件SJX斷開時，SJX=0（J=A，B，C；X=H，M，L）。

由式（1）可看出，九開關變換器正常工作時，每一橋臂有且僅有2個開關器件閉合，即每個橋臂開關器件工作狀態的和為2，該約束條件可避免直流母線短路及兩交流負載各相電位的不確定。

在圖4中，對傳統積分器進行了改進，采用了具有飽和反饋功能的改進積分器（improved integrator with saturated feedback，IISF），其功能如下：系統啟動時，電流較小，接近于0，這時IISF可等效成一個低通濾波器；當系統正常運行時，IISF與傳統積分環節作用相當；當電流值接近上限值時，IISF也可等效成一個低通濾波器。IISF同時具備傳統積分環節和低通濾波器的優點，不僅可解決積分初值問題，還可解決直流偏移問題。此外，門限值C可根據交流端負載額定電流的大小進行調節。

同理，IISF也可應用于下端交流負載電流的觀測器中，這里不予詳述。

對式（2）進行坐標變換，可得到兩交流端電壓在αβ坐標系下的表達式，如下：

式（10）中可以看出兩交流端電壓僅與兩電容電壓和開關狀態有關，即僅需采用2個電壓傳感器，并結合開關器件的工作狀態便可實現九開關變換器負載各相電壓的計算。

基于以上分析，結合九開關變換器負載各相電壓的計算方法和電流觀測方法可建立九開關變換器的直接電流控制系統，系統控制框圖如圖5所示，采用了電壓外環、電流內環的控制方式。

3仿真與實驗驗證

為了驗證所提出方法的有效性，進行了仿真和實驗研究。仿真模型的結構如圖5所示，并采用空間矢量調制方法[5]。仿真驗證采用Matlab/SIMULINK仿真工具，仿真條件為：輸入直流電壓為900 V，Rs1=Rs2=50 Ω，Ls1=Ls2=100 mH；為模擬實際生活和工業用電等級，使上端負載輸出線電壓為380 V，下端負載輸出線電壓為220 V；上端負載輸出電壓頻率為50 Hz，下端負載輸出電壓頻率為60 Hz。仿真結果如圖6、圖7所示。

從圖6中可以看出，穩態時上下兩個交流端的線電壓峰值分別約為537 V和310 V；上交流端的線電壓響應速度較快，過渡過程約為0.015 s；下交流端線電壓響應速度較慢，過渡過程約為0.02 s。從圖7中可以看出穩態時上下2個交流端的線電流峰值分別約為5.27 A和2.87 A；上交流端的線電流響應速度較快，過渡過程時間約為0.015 s；下交流端線電流響應速度較慢，過渡過程時間約為0.02 s。從圖6和圖7可以看出，上交流端負載電壓和電流的頻率均為50 Hz，下交流端負載電壓和電流的頻率均為60 Hz。由圖8可知，上下兩交流端線電壓THD分別為2.18%和2.14%，上下兩交流端線電流THD分別為1.98%和1.92%；穩態時，系統整體轉換效率約為97%。

針對所提出的九開關變換器直接電流控制方法，進行了實驗驗證。控制系統采用了圖5所示控制結構，采用數字信號處理器TMS320F2812作為主控芯片，開關器件為SKW25N120，電壓傳感器采用CV 3-1000（測量范圍為-1 000～+1 000 V），實驗樣機如圖9所示。

實驗條件如下：輸入直流電壓為900 V，上下兩交流端均為感性負載（Rs1=Rs2=50 Ω，Ls1=Ls2=100 mH），實驗內容分為2種情況，如下：

在CF模式下，上端負載設定輸出線電壓為380 V，下端負載設定輸出線電壓為220 V；兩交流端負載輸出電壓頻率均為50 Hz。實驗結果如圖10、圖11所示。

從圖10中可以看出，在CF模式下，上下兩交流端線電壓峰值分別約為537 V和310 V，頻率均為50 Hz。從圖11中可以看出，在CF模式下，上下兩交流端線電流峰值分別約為5.27 A和3 A，頻率均為50 Hz；上下兩交流端線電壓THD分別為3.13%和2.23%，上下兩交流端線電流THD分別為2.38%和3.08%；穩態時，系統整體轉換效率約為80%。

在DF模式下，上端負載設定輸出線電壓為380 V，下端負載設定輸出線電壓為220 V；上交流端負載輸出電壓頻率為60 Hz，下交流端負載輸出電壓頻率為50 Hz。實驗結果如圖12、圖13所示。

從圖12中可以看出，在DF模式下，上下兩交流端線電壓峰值分別約為537 V和310 V，上下兩交流端線電流峰值分別約為4.96 A和3 A，頻率分別為60 Hz和50 Hz。從圖13中可以看出，頻率分別為60 Hz和50 Hz；上下兩交流端線電壓THD分別為3.36%和2.44%，上下兩交流端線電流THD分別為2.30%和3.11%；穩態時，系統整體轉換效率約為80%。從仿真和實驗結果可看出，該控制方法可實現NSC的同頻和異頻控制，且實際輸出的電壓和電流頻率與設定值一致性較好，輸出電壓與電流的幅值與設定值的一致性也較好，表明了所提出方法的正確性和可行性。但是由于實驗系統中存在一定的干擾信號、信號采集誤差和傳輸延遲等，仿真結果的電壓和電流THD均優于實驗結果，且仿真結果中諧波成分的數量少于實驗結果；仿真系統的響應速度也優于實驗系統的響應速度，且仿真系統的效率優于實驗系統的效率。

4結論

本文首先建立了九開關變換器在三相坐標系下的開關函數模型，通過坐標變換的方法得到了九開關變換器在兩相靜止坐標系下的開關函數模型；其次，建立了九開關變換器在兩相靜止坐標系下的等效電路和上下兩交流端線電流的觀測方法，并針對傳統積分環節存在的缺點進行了改進；最終提出了一種九開關變換器的直接電流控制方法。此外，該方法僅采用了兩個電壓傳感器。仿真和實驗結果表明了該方法的有效性。

參 考 文 獻：

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（編輯：邱赫男）