新型LLC諧振變換器數字同步整流驅動方式

呂征宇　李佳晨　楊華

摘 要：提出了一種適用于LLC諧振變換器的數字同步整流驅動方式。該驅動方式基于檢測同步整流MOS管的漏源極電壓，進而判斷體二極管的導通情況，通過電壓比較器輸出高低電平到數字處理器，算法程序捕獲體二極管的導通時間，控制調節同步整流管驅動信號的占空比，從而使同步整流達到較理想的效果，提高變換器的效率。相比傳統的同步整流驅動方式，所提的驅動方式具有電路結構與控制算法簡單、驅動信號精確、動態性能好等優點。為了驗證此方式的有效性，以一個72 W半橋LLC諧振變換器為樣機進行了實驗，樣機效率達到97.5%。

關鍵詞：LLC諧振變換器；數字同步整流；漏源極電壓；體二極管；數字處理器

中圖分類號：TM 46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2018）01-0016-07

0 引 言

高效率、高功率密度一直以來是人們開發開關電源產品的熱點，LLC諧振變換器以其結構簡單、效率高，可在全負載范圍內實現軟開關等優點，成為一些開關電源拓撲的不二之選[1]；但在低壓大電流應用場合下，LLC諧振變換器等開關電源的二次側整流二極管會產生不可忽視的損耗。因此，為了進一步提高變換器效率，通常采用以導通電阻很小的金屬氧化物半導體場效應管（MOS管）替代整流二極管的同步整流技術，降低了變換器二次側整流管的導通損耗[2]。

LLC諧振變換器的同步整流驅動方式一般分為電壓型驅動和電流型驅動。電壓型驅動通常采用變壓器二次側繞組或者輔助繞組提出驅動信號，結構簡單，不需要增加其他隔離變壓器。但當LLC諧振變換器工作在電流斷續模式，即開關頻率小于諧振頻率的情況時，二次側整流管中的電流下降至零以后，通過變壓器給的驅動信號仍然存在，所以同步整流管保持導通，此時變換器的能量在這段時間內會從二次側反流至一次側，引起變換器電壓增益降低，增加了損耗。因此，電壓型驅動一般適用于電流臨界或者連續模式下。

電流型驅動通常通過檢測同步整流管電流來提供驅動信號，驅動電路方式眾多[3-7]，但都需要額外的電流檢測元件，如電流互感器等。在低壓大電流的場合下，檢測二次側電流則需要體積較大的電流互感器，導致變壓器阻抗損耗增加，變換器效率降低。針對上述情況，文獻[8]提出了一種檢測一次側電流以提供同步整流管驅動信號的方法，有效解決了電流互感器體積較大的問題；但是變換器又增加了復雜的輔助電路。

目前市場上也存在許多同步整流控制芯片，如SRK2000[9]，FAN6208[10]等，它們的工作原理類似，應用電路簡單，一般是把采樣電壓Vds與芯片內部電壓設定值比較，判斷出同步整流管開通和關斷點，得到驅動信號。但是芯片對同步整流管關斷的閾值電壓值一般較小，約幾十毫伏，因此對電路中的寄生參數十分敏感，同步整流效果不理想。

隨著數字處理器的發展，數字控制的同步整流因其電路結構簡單，控制精確，同時又不存在上述幾種驅動方式的缺點，漸漸被廣泛使用。文獻[11]提出了一種通過檢測同步整流管Vds電壓，判斷體二極管是否導通，進而每次按設定好的固定步長調整同步整流管（SR）驅動脈寬，最終確定最理想的驅動脈寬的方法；文獻[12]針對文獻[11]的方法提出了同步整流管開通和關斷的優化設計，文章中的控制算法設置了一個固定脈寬檢測窗代替文獻[11]中提出的固定步長，使得SR關斷時更加準確，改進后變換器效率在輕載時有0.8%的提升，但在重載情況下，幾乎沒任何提高。這兩篇文獻提出的驅動方式原理接近，暫態過程較長，要經過足夠數量的開關周期同步整流才能穩定工作，電路動態性能較差。

本文提出的驅動方式原理同樣基于檢測同步整流管Vds電壓，判斷體二極管是否導通的方法，但是只需要經過一個或者兩個開關周期，同步整流就能穩定工作。詳細介紹了提出的同步整流驅動方式的工作原理，分析了LLC諧振變換器暫態過程的算法控制，進行了實驗驗證。

1 工作原理

根據文獻[8]中對于同步整流管驅動開通的優化，電路重載時，效率幾乎沒有提高，同時開通優化并不是本文的重點，因此本文提出的數字控制同步整流驅動在開通時不進行任何優化處理，采取與原邊逆變MOS管開關頻率相同，并且同時開通的方式，算法簡單，便于編程。

在同步整流管關斷時，當開關頻率fs小于等于諧振頻率fr時，即電流斷續模式，同步整流管要比原邊MOS管提前關斷，否則會導致同步整流管正向導通，能量會從負載到電源回流，降低變換器的效率[13]；同時，同步整流管又不能提前過多關斷，影響同步整流的效果，降低了效率。當開關頻率fs大于諧振頻率fr時，即電流連續模式，同步整流管要比原邊MOS管延遲關斷，否則快速下降的電流會通過體二極管，造成嚴重的反向恢復[14]；同時，同步整流管又不能延遲過多關斷，延遲過多會引起上下兩個同步整流管共通時間過長，損害電路[11]。

1.1 能量回流分析

在開關頻率fs小于等于諧振頻率fr的工作狀態下，即電流斷續模式，當MOS管Q1和SR1同時導通，Q2和SR2關斷時，電流流向如圖1（a）所示，變換器將一次側的能量通過變壓器傳遞到二次側；當Q1關斷時，SR1上的圖1（a）所示電流已經為零，此時若SR1仍然導通，則會在SR1上產生一個負向電流，負載能量將通過變壓器和Q1的體二極管回流至電源，如圖1（b）所示。MOS管Q2和SR2工作模態與Q1和SR1類似，若SR2遲于Q2關斷，同樣會存在能量回流問題。因此為了避免能量回流帶來效率降低的影響，設計時需要將同步整流管早于原邊MOS管關斷。

1.2 提出的算法

根據上述情況，本文提出了一種采用檢測Vds電壓來判斷同步整流管的體二極管是否導通，從而進行關斷優化的方法。本文提出的數字同步整流驅動關斷優化電路原理圖如圖2所示。

當SR1不加驅動時，其體二極管導通，導通壓降為-0.7 V。通過分壓電路設置一個Vth閾值電壓，其值取決于SR1導通時的壓降與體二極管導通時的壓降之間。通過電壓比較器向DSP發送高低電平，DSP通過eCap模塊捕捉高電平持續的時間，進行設置好的算法程序處理后，輸出理想的同步整流驅動信號，經過驅動芯片最終輸出同步整流驅動電壓。算法流程圖如圖3所示，其中：TSR為同步整流管SR驅動信號的高電平持續時間；ΔD為在同步整流管SR關斷過晚時進行減法處理，使得下個周期SR處于關斷過早的狀態，為了保證下個周期SR處于關斷過早的狀態，ΔD的值應取得大些；Ton為通過DSP的eCap模塊捕獲電壓比較器的高電平持續時間，即SR體二極管導通時間；ΔT為使SR在電流斷續模式下提前ΔT的時間關斷，在電流連續模式下延遲ΔT的時間關斷，根據上述的分析，ΔT的取值應盡可能??；Tth為判斷SR在電流斷續模式下是否要提前ΔT的時間關斷，Tth的取值應盡可能小，但要大于ΔT。

根據圖3算法流程圖可以看出，本文提出的同步整流驅動方式控制算法較為簡單，其基于DSP捕獲的體二極管導通時間Ton，進行程序處理后，使得同步整流管下個開關周期的占空比為較理想的同步整流占空比，這種情況只需要一個開關周期的時間同步整流就能理想工作；若DSP沒有捕獲到體二極管的導通時間Ton，則下個開關周期SR的驅動時間減去ΔD，保證下個開關周期DSP能捕獲到體二極管導通時間Ton，這種情況也只需要兩個開關周期的時間同步整流就能理想工作。理想工作波形如圖4、圖5所示，可以看出，同步整流管SR關斷過早經過一個開關周期后，同步整流進入有效工作狀態；SR關斷過晚，經過兩個開關周期后，同步整流進入有效工作狀態。因此，本文提出的同步整流驅動方式具有較好的動態性能。

2 暫態分析

LLC諧振變換器是通過改變開關頻率來調節輸出電壓，當負載或者輸入電壓變化時，為了穩定輸出電壓，LLC諧振變換器的開關頻率會發生改變。由于本文提出的控制算法同步整流管的開關頻率與逆變MOS管的頻率一致，因此LLC諧振變換器的開關頻率變化時，會影響同步整流的工作。根據上述情況，在控制算法上再加一個開關頻率是否變化的判斷，如圖6所示。若檢測到開關周期與上個開關周期相同，則輸出上個周期的同步整流管驅動信號；反之，則重新運行圖3算法程序，輸出新的同步整流驅動信號。

對于開關頻率降低的暫態，逆變MOS管的驅動時間增長，導致SR管提前關斷，因此不會發生上下兩管共通的情況，如圖7所示。

對于開關頻率增大的暫態，逆變MOS管驅動時間減小，導致SR管延遲關斷，情況嚴重則會引起上下兩管共通時間過長，損害電路，如圖8所示。

為了避免這種情況發生，文獻[11]提出的控制算法多加了一個驅動時間判斷：如果T2>T1+Td，則賦予T2一個介于T1和（T1+Td）之間的值。但是在進行判斷的那個開關周期，上下兩同步整流管可能已經共通一段時間，直到下個開關周期才進入正常工作。本文提出的控制算法則是一旦檢測到頻率發生變化，立刻使同步整流管驅動時間TSR減去ΔD，保證同步整流管處于提前關斷的狀態，因此不會出現共通的情況。

3 實驗結果

為了驗證本文提出的同步整流驅動方式，以一臺72 W的半橋LLC諧振變換器為樣機進行實驗。電路拓撲結構如圖2所示，其中，輸入電壓為55～65 V，輸出電壓為6 V，輸出電流為12 A，變壓器匝比為5∶1∶1；諧振頻率為100 kHz，諧振腔參數為：諧振電感Lr=6.5 μH，諧振電容Cr=390 nF，勵磁電感Lm=30 μH；逆變MOS管Q1、Q2型號為FQPF70N10，同步整流管SR1、SR2型號為FDP8442_F085，其導通電阻為3.1 mΩ[15]；控制驅動回路中，數字處理器DSP采用TMS320F28035，檢測漏源電壓的電路采用隔離運放AMC1301，電壓比較器為LM324，驅動芯片為FAN73901。

由于本算法開始工作時首先需要判斷同步整流管SR處于關斷過早還是過晚的狀態，若處于關斷過晚的狀態，會導致SR共通，情況嚴重可能會損壞電路，因此一開始算法設置SR驅動的占空比，使之處于關斷過早的狀態進行實驗。同時，由于LLC在開關頻率fs大于諧振頻率fr工作狀態下，即電流連續模式工作模式，副邊無法實現零電流關斷，效率較低，一般需要避免電路工作在此模式，因此實驗設定穩定工作點于開關頻率小于諧振頻率處。

實驗圍繞電路穩定工作點附近進行。圖9為不經過圖3算法處理的同步整流管SR1實驗波形，圖10為算法處理后的SR1實驗波形，開關頻率均為90 kHz；圖11為開關頻率降低后的SR1實驗波形，開關頻率為85 kHz；圖12為開關頻率增大后的SR1實驗波形，開關頻率為95 kHz。其中，每幅實驗波形圖橫坐標為2 μs/格。比較圖9、圖10的Vds波形可以看出，經過算法處理后SR1體二極管導通時間從1.2 μs減小到0.4 μs，效果顯著，因此提出的驅動方式具有改善同步整流效果的作用；比較圖10、圖11、圖12的Vds可以看出，在開關頻率增大或者減小時，SR1的體二極管導通時間基本維持0.4 μs不變，且能穩定輸出驅動電壓，因此提出的驅動方式在電路暫態過程中能正常穩定工作，并且動態性能較好。

4 結 論

本文提出的數字同步整流驅動方式基于檢測同步整流管Vds電壓，通過判斷體二極管的導通情況進行算法程序處理，最終輸出理想的驅動信號。提出的方法電路結構簡單，驅動信號精確，并且只需要一或兩個開關周期就能得到理想的同步整流驅動信號，動態性能較好。采用該驅動方法的72 W半橋LLC諧振變換器驗證了其有效性，樣機效率達到97.5%。

參 考 文 獻：

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（編輯：張 楠）