18～40GHz大動態檢波對數視頻放大器設計研究

錢志宇，梅穎慧，諸力群，江浚清

(中國電子科技集團公司第五十五研究所,江蘇 南京 210007)

0 引言

隨著電子戰技術的發展以及作戰環境的復雜多樣化，對電子偵察系統的性能要求也越來越高。可以從設計高性能接收天線模塊、合理的微波前端，以提供高靈敏度、大動態范圍、高信噪比的信號給后端接收機,以及提高接收機自身的靈敏度和測頻精度[1]等方面來進行設計。微波檢波對數視頻放大器(DLVA)主要用于功率或者脈沖檢測，能把大動態范圍的輸入壓縮成一個小動態范圍的視頻電壓，提供一個正比于輸入微波功率的輸出電壓，在當前的雷達、通信和電子戰等諸多領域中占有不可或缺的地位[2]。

相比于超外差式接收機，直檢式的DLVA不需要混頻模塊以及本振，具有結構簡單、可靠性強等優點，具有寬頻帶的瞬時大動態被動響應能力，在測量信號的幅度和脈沖信息時更為迅速、簡便。隨著現代接收系統功能要求不斷提升，DLVA逐漸向更高的頻率、更寬的工作頻帶、更大的動態范圍、同時具有良好的對數線性和瞬時響應等方向發展。

大動態DLVA的主要方案包括逐級檢波方案(SDLVA)和分段合成技術拓寬動態方案。其中逐級檢波方案具有更快速的脈沖響應時間，但由于其對數轉換需要設計多級放大和檢波并擬合，電路結構復雜，相對設計難度較大；且對數斜率相對工作頻率變化較大；而分段合成技術拓寬動態方案具有電路設計簡單、對數斜率相對工作頻率變化較小的優點，但脈沖響應速度比逐級檢波方案稍慢。關于DLVA的市場現狀，主要集中在18GHz以下頻率的應用，K及Ka頻段的多數為動態范圍60dB以下的產品，目前美國Microsemi公司的對數放大器產品MSDA-81840頻率能達到40GHz且動態范圍達到60dB以上，而國內18～40GHz大動態DLVA還未見報道。

本文利用分段合成技術拓寬動態范圍，優化設計毫米波寬帶限幅放大器和寬帶檢波器，研制出18～40GHz大動態DLVA，并且在正切靈敏度、動態范圍、對數線性等性能上都有較明顯的提升。

1 設計理論研究

1.1 DLVA原理分析

1)DLVA轉換關系和基本原理

DLVA的輸入輸出轉換關系式為[3]：

Vo=a10lgPi+b

(1)

式中，Pi為輸入信號功率，單位一般為mW；

Vo為輸出視頻電壓，單位一般為mV；a、b為

常數。

有功率單位轉換公式：

P=10lgPi(2)

將式(2)代入式(1)，得到：

Vo=aP+b(3)

由式(3)可見，當輸入信號功率用dBm為單位表示時，輸入輸出轉換關系式變成了線性轉換關系。其中a稱為對數斜率，常用的單位為mV/dB；b一般稱為對數起點電壓，常用單位為mV。

如圖1所示，利用檢波器將微波信號轉換為視頻信號后，利用多級差分放大器和限幅擬合對數轉換的數學特性。DLVA的動態范圍與工作頻段由檢波器決定，因此在毫米波寬帶應用上，檢波器的良好設計與DLVA的性能息息相關。

2)正切靈敏度

在適當的前端增益條件下，檢波系統噪聲功率計算公式如下[4]：

Smax=-114+Nr+10lg(2BrBv+Bv2)0.5

(4)

式中，Br為射頻帶寬，Bv為視頻帶寬，Nr為前端射頻放大器的噪聲系數，-114為1MHz帶寬時基底噪聲功率。

正切靈敏度是指檢波系統能分辨和處理的最小信號。平方率檢波系統的極限正切靈敏度表示為[4]：

Tssmax=Smax+10lg2.5

(5)

正切靈敏度決定DLVA的動態范圍的下限，而正切靈敏度實際上由接收噪聲系數Nr、接收通道帶寬Br、視頻帶寬Bv等決定，當接收通道帶寬與視頻帶寬基本固定時，要得到期望的動態范圍重點需要放在接收噪聲與射頻增益的處理上。按照工作頻帶為18～40 GHz進行計算，當射頻放大器噪聲系數在4 dB左右時，18～40 GHz大動態檢波對數放大器的理論極限正切靈敏度約為-75.4 dBm。

1.2 DLVA動態擴展

受檢波器的特性決定，單級DLVA的動態范圍大約為45dB。若要擴展DLVA的動態范圍，一般采取雙通道并聯結構實現，如圖2所示。

擴展動態DLVA合成原理如圖3所示，當接收信號幅度較小，幅度低于高功率部分檢波器的靈敏度時，高功率部分DLVA輸出視頻電壓為基線電平，信號經限幅放大器放大后由低功率部分DLVA完成對數轉換；當信號逐漸增大時，限幅放大器逐漸飽和，低功率部分DLVA輸出為固定的飽和電平，此時由高功率部分DLVA完成對數轉換。兩端對數轉換曲線通過算術加法器合成輸出，低功率、高功率兩個單級DLVA共同作用完成大動態范圍的對數轉換。

2 電路設計與實現

2.1 毫米波寬帶檢波設計

18～40GHz大動態DLVA的主要設計難點是設計一款有良好的寬帶特性，同時有較低的視頻阻抗的寬帶毫米波檢波器。制作微波檢波器一般采用肖特基勢壘二極管和隧道二極管，其中隧道二極管一般具有較低的切線靈敏度，但其飽和功率也稍低。相對而言隧道二極管具有更快的上升時間，良好的微波寬帶特性和較低的視頻阻抗，通過合理的電路匹配設計可以在不損失切線靈敏度的條件下獲得更好的輸入電壓駐波。隧道二極管的電流特性和檢波電路原理圖如圖4所示。

隧道二極管等效電路如圖5所示，圖中Cs、Ls為封裝帶來的寄生參數，Cj和Rj分別為隧道二極管的結電容和結電阻，Rs為隧道二極管的串聯電阻。一般定義視頻電阻Rv=Rj+Rs。當設計高頻率的檢波器時選擇檢波管芯，避開封裝管殼，可以避免Cs、Ls帶來的寄生參數影響，提高檢波器的工作頻率，獲得更好的幅度頻率特性。

這里采用Metelics的隧道二極管芯，其標稱Rv為80Ω，Cj為0.33pF。由于結電容Cj的存在，當輸入頻率超過20GHz后，單級隧道二極管檢波效率隨頻率上升會急劇下降。為提高檢波器的工作頻率，在18～40GHz具有良好的檢波特性，需要提高檢波器在毫米波的檢波效率，得到足夠的寬帶匹配。主要從以下兩點著手，一是檢波管芯本身結電容和其等效電容，二是旁路金絲電感、旁路電容。這里采用串聯兩級檢波管芯的方案降低等效電容，降低旁路電感，選取金絲代替電感，選取8.2pF芯片電容作為旁路電容，并輔以適當調配。18～40GHz寬帶檢波器的電路框圖如圖6所示。

兩級隧道二級管聯后得到的檢波器等效電路的傳輸特征和端口特性仿真圖如圖7、圖8所示。由仿真可見，兩級隧道二極管級聯后得到的檢波器可以在18～40GHz的寬帶范圍內輸入駐波可以達到2.5以下，采用兩級隧道二極管級聯降低檢波器等效電容，提高檢波器工作頻率的方法切實可行。

2.2 毫米波寬帶限幅放大器設計

擴展動態DLVA的限幅放大器增益應滿足以下表達式：

G≥TSSj-TSS+3dB

(6)

式中，TSSj為檢波器正切靈敏度，TSS為DLVA的設計正切靈敏度。考慮設計組件的對數范圍為-60～+5dBm，為達到良好的對數特性，正切靈敏度至少需要達到-63 dBm以下。根據2.1節實物測試結果，毫米波檢波器的正切靈敏度TSSj=-37dBm，那么射頻放大器的設計增益應不低于29dB。

這里選用Hittite公司的毫米波寬帶低噪聲MMIC，型號為HMC-ALH445。如圖9所示。這款芯片標稱增益10dB，輸出1dB壓縮功率13dBm，在18～40GHz的工作頻帶范圍內較為平坦。限幅放大器設計為四級放大，在第二級和第三級放大器之間設計電調衰減器預設一定量的衰減值作為溫度補償，同時可以改善級聯放大器匹配，電調衰減器選取Hittite公司的HMC985，其工作頻段范圍是18～50 GHz，能夠提供的衰減范圍是30 dB。

選取0.127mm的rogers5880介質板，毫米波電路部分設計為獨立的封閉腔體，測試完成后裝入DLVA。

根據上述設計，18～40 GHz限幅放大器的增益分配如圖10所示。

3 設計結果

依據以上方案與關鍵設計，制作了毫米波檢波對數放大器并進行了相關電特性測試，測試結果如下：工作頻帶18～40GHz，對數線性度為±1.5dB的對數范圍達到了-60～+5dB，對數斜率50±1.5dB，正切靈敏度-65dBm，脈沖響應上升時間20ns，下降時間150ns。由結果可見，18～40GHz大動態檢波對數放大器實際表現良好，對數特性及脈沖響應與18GHz以下大動態DLVA基本相當，符合實際應用需求。

產品實測的輸入輸出轉換特性與對數線性誤差如圖11所示，實物照片如圖12所示。

4 結束語

本文設計了一款18～40GHz的寬帶大動態毫米波DLVA，通過分析大動態DLVA的實現方案，利用分段合成技術拓寬動態范圍，設計毫米波寬帶限幅放大器和寬帶檢波器，在毫米波大動態DLVA的研究上取得了一定的實際成果。實物組件在正切靈敏度、動態范圍、對數線性等性能上都與18GHz以下大動態檢波對數放大器的基本水平相當，并且 由于結構簡單、調試方便，易于大規模生產。

研制出的18～40GHz的寬帶大動態毫米波DLVA為毫米波寬帶的被動接收系統信號幅度測量與分析提供了一個新的選擇，對比傳統的超外差接收機測量信號幅度的方法，具有瞬時響應的優點，系統搭建更加簡便。■

參考文獻：

[1] 魯帆, 劉治甬. 一種超外差接收機的射頻前端設計[J]. 艦船電子對抗, 2013, 36(4).

[2] 范國強. 微波寬帶檢波對數視頻放大器研究[D]. 西安：電子科技大學, 2014.

[3] Hughes RS. Logarithmic amplifications: with application to radar[M]. Artech House, 1986.

[4] Capasso S. Log amplifier scales 100-dB dynamic range[J]. Microwaves & RF, 1994.