植入式醫療裝置的無線通信和能量收集電路

楊洋, 張瑞智, 張杰, 許江濤, 張鴻

(西安交通大學微電子學院, 710049, 西安)

隨著微電子和生物醫療技術的不斷發展,心臟起搏器、腦起搏器和人工耳蝸等植入式醫療裝置已廣泛應用于臨床醫療。無線通信電路是植入式裝置的重要模塊,它接收體外程控器的控制命令并向體外傳輸實時的生命體征信息[1]。通常體內裝置封裝在一個鈦金屬殼內,以實現良好的生物相容性,鈦殼引起的電磁屏蔽使得通信距離大大降低,因此實現低功耗、遠距離的無線通信是植入式醫療裝置的設計難題。體內裝置通常采用電池供電,工作壽命有限,如果能通過無線通信電路向體內裝置傳輸能量,可顯著增加植入式裝置在體內的工作壽命。

目前,各種植入式醫療裝置無線系統的差異主要是通信調制方法的不同。文獻[2]中的無線通信系統采用脈沖位置調制(PPM)方式,實現了較高的效率和較遠的通信距離,但其使用FPGA開發板實現,體積較大,難以實現體內集成;文獻[3-4]中使用的負載鍵控(LSK)開關調制方式屬于無源通信,具有低功耗優勢,但是其通信距離短,在鈦殼屏蔽的條件下,誤碼率大大增加;文獻[5]中的無線系統使用了高速時鐘和基于相干檢測的偏振復用四相位相移鍵控(CP-DQPSK)調制方式,可實現極高的通信速率,但其功耗過高,難以滿足植入式裝置低功耗的需求;文獻[6]使用2-PPM調制方式,實現了較低的功耗和較遠的通信距離,但其電路使用分立器件實現,面積和功耗都較大。文獻[2-6]中的電路都只實現了無線通信,沒有包含能量收集功能。文獻[7]基于PSK調制分別實現了無線通信和無線能量傳輸,其通信速率較快,功耗較低,無線能量轉換效率較高,但通信距離較短,限制了應用范圍。文獻[8]給出了針對植入式心臟起搏器的獨立的無線充電電路,具有較高的能量輸出功率,但體積過大,發熱較為嚴重,增加了病患肌體發炎的風險。

因此,本文提出了一種基于脈沖幅度調制(PAM)的無線通信電路和高效率能量收集電路,采用0.35 μm CMOS工藝完成了電路設計和仿真,并搭建了實驗環境對所提出的系統進行了驗證。結果表明,所提系統與同類系統相比,可增加植入式裝置的通信距離,并且具有低功耗和小體積的優勢。

1 基本原理與系統結構

本文以植入式心臟起搏器作為典型應用來說明所提出的無線通信和能量收集電路,通信部分由接收電路、發射電路和數字電路等模塊組成,無線能量收集部分由整流器和穩壓器實現,總體結構如圖1所示。體外程控儀探頭中的線圈L1和體內裝置中的線圈L2都用自粘性漆包線繞制;為了減少系統體積,無線通信和能量收集均是通過L1和L2之間的互感耦合來實現;能量收集電路接收的能量可存儲在儲能元件中;通信時無線系統需要與內置的微控制器交換信息;心電采集電路主要為一個超低功耗的模數轉換器(ADC)[9]。

圖1 無線系統結構框圖

1.1 通信頻段和調制方式

研究表明,鈦金屬對于射頻信號的插入損耗與射頻頻率正相關,射頻為200 kHz以下的信號對鈦殼的穿透性最好,在電感為5 mH、鈦殼厚度為5 mm的條件下,頻率為120 kHz的信號具有最佳的穿透特性[5]。綜合考慮數據傳輸速率要求,本文選擇128 kHz作為通信的頻段,以此頻率作為電感電容網絡的諧振頻率。

程控儀與植入式裝置之間的雙向通信數據使用PAM調制。程控儀向體內裝置傳輸控制命令時,將程控指令進行編碼,再以脈沖的有和無代表二進制的1和0,用來調制諧振頻率為128 kHz的脈沖信號,并通過電感L1耦合給體內電感L2,體內的接收電路通過放大、濾波和恢復整形電路將脈沖信號還原成二進制信息,發送到微控制器,以執行相應的命令。另外,體內裝置向程控儀發送數據時,首先將心電信息和微控制器需要發射的其他信息經過編碼,再通過發射電路調制一串諧振頻率為128 kHz的PAM信號,通過L2耦合到L1,最終由體外的程控儀接收電路進行接收、解碼和顯示。

PAM調制信號的時域表達式為

(1)

式中:p為單位脈沖信號函數;bk∈{0,1}為二進制數據位;T為單位脈沖周期。

本文通信系統的目標速率為8 kbit/s,脈沖周期最小為122 μs。與傳統的開關調制(OOK)通信方式相比,在傳送二進制信號0時,PAM、OOK兩種調制方式均不產生功耗;在傳遞1時,PAM調制信號的脈沖寬度為僅為10 μs,而OOK調制方式需要在線圈上加上持續61 μs的諧振信號,其調制電路的電流導通時間與OOK調制方式的導通時間之比為10/61,若脈沖幅值相同,PAM調制方式的發射功耗更低,信號對比如圖2所示。PAM調制方式的調制電路僅需要一只有源器件,解調電路的結構也相對簡單,因此電路的面積開銷較小。PAM調制載波信號為單一脈沖,頻譜更加純凈,傳輸調制信號的信噪比也就更高,傳輸距離更遠。

圖2 PAM和OOK調制信號對比

1.2 脈沖信號的解調

在體內裝置接收信號時,圖1中的L2實際接收到的信號包含各個頻率的分量,信號的幅值經過衰減后變得很小,需要對其進行濾波和放大。濾波能夠顯著地衰減高頻分量,使信號正半周期的寬度接近單位數據位寬。濾波器輸出的信號再放大之后,使用一個比較器和簡單的數字電路就可以對信號解調,在一次解調過程中,只要信號大于比較閾值,數字電路立即鎖存比較器輸出的高電平并保持61 μs,在此期間內比較器不再工作,這種方式可以保證比較器在一個PAM脈沖周期內僅響應一次,對PAM脈沖的其他旁瓣不響應,提高了解調的可靠性并降低了功耗。為了防止通信過程中其他干擾的影響,需要使用遲滯比較器,其遲滯量電壓量可設置為

Vhys=VsigA

(2)

式中:Vsig為線圈耦合到的信號幅值大小;A為信號放大倍數,本文取A≈2。

通過搭建實驗平臺測試以及對線圈耦合模型進行優化,通信系統在12 cm距離進行無線通信時L2耦合到的脈沖幅值超過70 mV,故比較器的遲滯量至少應為140 mV。

1.3 基于電感耦合的近場無線能量傳輸與收集

植入在體內一側的無線能量接收電路包括由L2、C2組成的諧振器、整流器和穩壓器,其中R2用來模擬電感上的寄生電阻,體外能量發射電路包含一個信號發生器用來激勵諧振電路,將能量耦合到體內的線圈上,諧振電路由C1、L1及其等效寄生電阻R1構成,能量傳輸電路耦合模型如圖3所示,信號發生器可以等效為圖3中的信號源。

諧振電路通過內外線圈的互感諧振,接收到交流信號,互感的耦合系數越大,交流信號幅值越大。內外線圈的耦合系數k只和線圈空間相對距離以及線圈幾何尺寸有關[10]。為了盡可能取得更大的耦合系數,使體內線圈通過更多的磁通量,體內線圈沿著起搏器的鈦殼內側邊沿繞制。考慮到對鈦殼的穿透性,能量傳輸的載波頻率為128 kHz,諧振電路在最佳耦合系數下的傳輸效率為

(3)

式中:Q1=ωnL1/R1、Q2=ωnL2/R2分別為L1、L2的品質因子,ωn為諧振頻率,受到體積的限制,Q2通常比Q1低。在設計線圈時,需在接收幅值足夠大的前提下,按照式(3)進行優化來提高能量傳輸效率[10],整個無線能量傳輸的總效率可表示為

(4)

式中:VDC、IDC分別為能量傳輸電路輸出電壓和負載電流;PIN,ac為體外信號源產生的交流電壓功率。

圖3 能量傳輸電路耦合模型

由于受到鈦殼的衰減,接收到的電壓幅值比較小,如果采用傳統的二極管橋式整流將會產生極大的壓降損耗,使得總效率大大降低。相比傳統二極管整流器,本文所采用的CMOS交叉耦合整流器可大大降低壓降損耗。穩壓器將整流器輸出的直流電壓轉換為一個穩定的直流電壓對儲能電容充電,或直接為負載供電。本文的穩壓器由基準電壓源、誤差放大器和反饋網絡組成,穩壓器工作原理如圖4所示,其中基準電壓源產生一個不隨輸入電壓變化的基準電壓Vref,為誤差放大器提供參考輸入。

圖4 穩壓器工作原理

1.4 系統工作流程

起搏器非通信時間處于休眠狀態,需要通信時程控儀先對植入裝置進行能量傳輸,體內確認電量充足后,打開喚醒電路等待喚醒。程控儀喚醒通信電路并且互相確認能夠進行雙向通信后,在程控儀控制下進行雙向通信,具體工作流程如圖5所示。

圖5 系統流程圖

2 電路設計

整個通信系統包括體外部分和體內部分,為了減小體內部分電路的體積,除諧振電感和電容外的所有電路都集成在一個芯片上。本節給出無線通信和能量收集電路的主要模塊的設計。

2.1 無線發射電路

在體內電路向體外發射信號時,諧振電路通過兩個多路開關接到電源和脈沖發射開關上,各模式下諧振電路與其他電路的連接如圖6所示。經過編碼后的數字信號控制晶體管M0的柵極,實現PAM調制:發送0時,M0不導通,不消耗功耗;需要發送數字1時,M0開啟10 μs,然后關閉,在L2、C2組成的諧振腔內形成振蕩頻率為128 kHz的PAM脈沖,以近場耦合的方式發射到體外程控儀的線圈上。

圖6 各模式下諧振電路與其他電路的連接

2.2 無線接收電路

在接收模式下,圖6中的兩個多路開關切換到位置b,L2、C2將接收到體外發送的PAM脈沖,該信號經過濾波之后,再進行放大和比較即可解調出程控儀發來的數字信號。為了降低功耗,本文提出了一種包含預放大器和遲滯比較器的接收電路結構,如圖7所示,其中晶體管M1～M5組成預放大器,晶體管M6～M16組成遲滯比較器,VB1、VB2為偏置電壓,比較器的遲滯量由M10(M11)與M9(M12)的尺寸比k=(W/L)10/(W/L)9決定,估算電壓遲滯量

(5)

式中:I6為M6的電流;β為M7、M8的增益因子。

比較器的輸出Vrec經過數字電路鎖存,即可得到解調后的數字結果。

圖7 接收電路結構

2.3 能量收集電路

能量收集電路包含整流和穩壓兩個部分,在能量傳輸模式下,圖6中兩個多路開關接到a位置,諧振器上感應到體外程控儀發送的連續正弦波,經過整流和穩壓后即可產生穩定的直流輸出。L2的電感值為6 mH,等效串聯阻抗為476 Ω,可估算出在諧振頻率處的Q為1.613。

為了降低直流損耗,采用了交叉耦合CMOS整流電路,將諧振線圈上接收到的交流信號VRF+、VRF-轉換為接近直流的信號VDC,整流電路單元如圖8所示。VTHP為PMOS管閾值電壓,在接收能量時,只要輸入信號幅值大于|VTHP|時,M17和M20導通,給等效負載電容CL充電,當輸入信號小于-|VTHP|,M18和M19開啟并給CL充電。M21～M24可將M17和M18的襯底電位動態調整到電路中的最高電位,從而抑制閂鎖效應和體效應。比較器CMP1、CMP2用于加速充電開關開啟和抑制漏電,整流器的輸入、輸出關系表示為[11]

(6)

(7)

式中:VRF=VRF+-VRF-;TRF為輸入正弦信號周期。

為了提高輸出直流電壓幅值,本文將3個圖8所示的整流電路級聯得到約2 V的輸出直流電壓。

圖8 整流電路單元

2.4 穩壓電路

穩壓器電路根據圖4所示的基本原理設計,M21～M34和R1組成基準電壓源,如圖9所示。M28～M30和M32～M34分別等效為晶體管MS1和MS2。根據MOS管的平方律電流公式,可推導出電壓

(8)

式中:VGSS1、VGS31為MS1、M31的柵源電壓;WS2、LS2為MS2的柵寬、柵長;VTHN為NMOS的閾值電壓。根據式(7),調節R1和MS2的寬長比即可以得到所需的基準電壓,M35～M39組成誤差放大器。在超低功耗下,漏電流將會對基準電壓造成較大影響,本文采用R2、R3來抑制M37、M38柵上的漏電流,尾電流通路上的電阻R12用來進一步提高共模抑制比,整個穩壓器的調整管為M42,M40、R41實現限流功能,M43、M44組成反饋網絡,M43、M44的增益因子分別為β43、β44,在穩態情況下,輸出電壓Vout和Vref的關系為

(9)

根據后續電路的要求,Vout的設計值約為1.7 V。

圖9 穩壓器電路

3 實驗結果

本文植入式裝置的無線通信和能量收集電路集成在一個芯片上,采用0.35 μm CMOS工藝進行了設計和驗證,芯片版圖核心面積為497 μm×646 μm,如圖10所示。為了適應植入式心臟起搏器電池供電的特點,工作電源電壓范圍設計為2.0～2.8 V。版圖寄生參數提取后的仿真結果顯示,通信電路在休眠模式下平均電流小于30 nA,在接收模式下平均電流小于6 μA,在發射模式下平均電流小于26 μA。

為了驗證所設計的電路,根據實際體內體外線圈的在各種距離下的耦合系數搭建了完整的仿真環境,仿真結果如圖11所示。在程控儀向體內發送信號時,體外線圈上的高電平脈沖可達10 V以上,如圖11a所示。經過無線路徑和鈦殼的衰減,體內線圈上接收到的脈沖幅值大大減小,如圖11b所示。在距離為12 cm時,接收脈沖電壓V12的幅值約為80 mV,當距離增大到13 cm,接收脈沖電壓V13幅值僅約為30 mV。根據比較器遲滯量的設計,接收電路可以在12 cm通信距離下正確解調出,而當距離為13 cm時,不能正常解調,數字信號波形和結果如圖11c所示,結果表明,無線通信的距離能夠達到12 cm。

(a)體外線圈上的PAM脈沖波形

(b) 通信距離為12、13 cm時體內線圈上接收到的PAM脈沖

(c)最終解調出的數字信號波形圖11 無線信號接收仿真結果

圖12 無線信號發射仿真結果

體內向體外發射數字信息時,體內線圈上的PAM脈沖約為15 V,如圖12所示。脈沖衰減振蕩的頻率為128 kHz,并且能在下次脈沖發射前衰減到0,這表明體內電路能發射出需要的PAM脈沖。在距離為3 cm的情況下,體外線圈上激勵一個幅值為20 V、128 kHz的正弦信號來仿真能量收集電路的性能,仿真結果如圖13所示,結果表明,體內線圈上耦合到的信號幅值為800 mV,穩壓電路的直流輸出Vout為1.73 V,由式(4)進行計算,能量傳輸效率可達到20%。

圖13 能量接收仿真結果

為了在實際環境下驗證整個通信系統,本文還采用分立器件搭建了無線通信測試平臺來驗證所提出的電路和系統,如圖14所示。體內外線圈均為自繞漆包線,體內線圈封裝在一個密閉的鈦殼內,通過兩根引線連接到通信電路板上,通信電路用分立放大器和比較器、微控制器搭建,用來實際模擬所設計的體內電路,程控儀電路由分立元件和單片機組成。當通信距離為6 cm時,植入設備接收模式體外、體內線圈上測試到的PAM脈沖波形和設備發射模式體外、體內線圈上測試到的PAM脈沖波形,結果如圖15所示。進一步的測試表明,本文的通信電路滿足12 cm距離下進行的雙向無線通信,并且誤碼率不超過10-5。

圖14 測試平臺

(a)植入設備接收模式下體外和體內線圈PAM脈沖波形

(b)植入設備發射模式下體外和體內線圈PAM脈沖波形圖15 通信距離為6 cm的測試結果

對本文電路的性能進行了總結,并且與近年來相關文獻的結果進行了對比,結果如表1所示。由表1可知,本文的電路因為使用了PAM調制方式進行無線通信,并且為無線通信和能量傳輸電路設計了專用電路,因而能夠實現更遠的通信距離和無線能量收集功能,在功耗和面積也有一定的優勢。

表1 本文電路性能與和相關文獻的對比

4 結 論

本文提出了一種應用于植入式醫療裝置的低功耗、高效率的無線通信和能量收集電路。通信電路采用脈沖幅度調制的近場通信方式,與傳統的開關調制方式相比,電路功耗更低、面積更小,在相同誤碼率的情況下能夠實現更遠的通信距離,能量收集部分包含低功耗的MOS整流和穩壓電路,具有高轉換效率、小面積的優勢。電路采用0.35 μm CMOS工藝設計和驗證,仿真和測試結果表明,電路的工作電壓為2～2.8 V,工作的載波頻率為128 kHz,通信距離可達12 cm,功耗低于72.8 μW,電路面積為0.321 mm2,能量轉換效率高于20%。該電路可應用在植入式醫療裝置中,從而實現高效率無線通信和能量收集。