MESH系統物理層快速同步算法

孫長龍,張 婷

(1.中國人民解放軍91404部隊，河北 秦皇島066001；2.重慶金美通信有限責任公司，重慶400030)

0 引言

物理層同步是網絡運行的基礎，只有完成物理層同步，才可能完成媒體接入控制層(Media Access Control，MAC)幀同步及全網數據收發[1-4]。但在無中心的MESH網絡中，MESH節點采用突發方式通信，在相鄰幾幀接收的可能是來自不同節點的信號；使得節點很難利用歷史接收信息輔助同步。另外，節點在收到一次數據突發后，下一次數據突發到來時刻無法預測，這就要求節點在收到突發信號后，同步過程必須在當前幀快速完成[5-7]。

Schmidl&Cox算法[8-10]是比較經典的同步算法，通過在數據符號前發送2個碼元長度的訓練序列作為幀頭來進行符號定時和頻偏聯合估計，能同時實現符號同步以及頻率的粗同步和精同步；CaiMaoquan等人[11]通過設計新的導頻序列，提高符號同步精度，但其定時測度曲線存在多個尖峰，在信道條件惡劣的情況下容易導致符號同步錯誤；Park算法[12-16]是在Schmidl&Cox等經典算法基礎上提出的改進算法，該算法采用了一種新的訓練序列結構，并重新設計了新的定時測度函數，使符號定時同步性能有了一定的提高，但算法較復雜，不易工程實現。

分布式MESH網絡對同步提出了更高的要求，針對MESH數據突發和移動組網特性，設計了基于MESH的快速同步算法，該算法能在較短時間內進行快速同步，滿足系統快速同步需求。

1 MESH PHY幀結構

網狀網物理層(MESH Physical Layer，MESH PHY)基于802.16e 點對多點(Point-to-MultiPoint ，PMP)模式下行方案進行設計，發送端參考基站(Base Station，BS)下行發送機制，接收端參考移動臺(Mobile Station，MS)下行接收機制[17]。

在802.16e OFDMA PMP系統中，BS作為小區中心，以廣播的方式在下行幀傳輸控制信令和數據信息。小區中各個MS按照BS集中調度的方式，在為其分配的信道上接收相應信息。上行方向上，多個MS按照已分配的上行信道同時向BS發送信息。MESH網為分布式無中心自組織網狀網絡，節點在網絡中是對等的。圖1為MESH和PMP的正交頻分多址(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)幀結構對比。

圖1 MESH與PMP OFDMA幀結構

根據MESH幀結構[18-19]設計，將每個子幀前3個符號作為前導符號，如圖2所示。第1個前導符號用于自動增益控制(Automatic Gain Control，AGC)調整，由一個特定的數據符號組成，需要將峰均比控制在4 dB以內，以確保接收時檢波電壓的穩定性更高。第2個前導符號用于定時同步及頻率粗同步，采用802.16e的導頻碼構成，對1 024點模式的導頻碼進行截短，得到210點的PN碼，在頻域插值后獲得時域四段重復的數據，加上循環前綴(Cyclic prefix，CP)構成第2個前導符號。第3個前導符號用于可選的頻率精同步和信道估計與均衡，頻域采用802.16e的導頻碼構成，對2 048點模式的導頻碼進行截短，得到410點的偽隨機碼(Pseudo-Noise Code，PN)，在頻域插值后獲得時域兩段重復的數據，加上CP構成第3個前導符號。

圖2 三前導結構

2 快速同步算法

MESH網絡沒有BS周期性廣播前導碼，各節點按照MAC調度的信道發送突發信息，突發的結構基本采用802.16e PMP下行幀結構。與PMP的同步過程不同，由于MESH數據采用突發方式，其同步需要接收端在收到突發以后立即完成。MESH同步只有捕獲和同步階段，沒有跟蹤階段。MESH快速同步過程如圖3所示，包括3個部分：定時同步、載波同步、頻偏估計及補償。

圖3 同步整體框圖

2.1 定時同步

定時同步一般分為2類，分別為基于循環前綴的同步和基于前導符號的同步。根據MESH網分布式多跳突發通信特點，采用基于前導符號的同步，以滿足其快速、穩定的同步要求。基于前導符號的同步算法中，Schmidl&Cox算法是采用較多的方式之一。為了提高定時的準確性并降低實現復雜度，提出了兩級定時同步算法，該算法分為粗同步和精同步2個階段。粗同步在Schmidl&Cox算法的基礎上作進一步優化，在得到粗同步定時后通過差分互相關算法得到精同步定時，進一步提高定時準確性。

2.2 小數倍頻偏估計

小數倍頻偏采用聯合估計的方法，在粗同步的位置上，取干擾最小的一段數據做相關，得到的相關結果用于計算頻率偏差，其核心思想是通過一個固定時間間隔的相位變化來獲得頻率，頻偏估計原理如圖4所示。

圖4 頻偏估計原理圖

定義歸一化頻偏計算公式如下：

L_fre_offset=fre_offset/Δf_subcarrier，

(1)

L_fre_offset=angle(Rmax)*FFT_size/(Delay_size*2π)。

(2)

在式(1)中，fre_offset表示頻率偏移，Δf_subcarrier表示子載波偏移。式(2)中，Rmax表示累加和的最大值，angle(Rmax)表示取角度，傅里葉變換長度FFT_size為1 024，對于短前導符號，時延Delay_size為256。由于相位估計有效值區間為(-π， π)，則式(2)的估計值區間為(-2，2)，頻偏估計區間則為(-21.875 kHz， 21.875 kHz)。

角度計算通過cordic算法實現，該算法運算簡單，并且可以把2π因子轉化到cordic運算中去實現，式(2)可轉換為式(3)：

(3)

式中，L_fre_offset表示歸一化頻率偏移，fs表示載波頻率，化簡后得fre_offset=222×L_fre_offset，在整個計算過程中，運用量化方式，有效降低了計算復雜度，小數倍頻偏實現框圖如圖5所示。

圖5 小數倍頻偏實現框圖

2.3 整數倍頻偏估計

在前導符號設計中，第3個前導符號主要作為可選的頻率精估計，整數倍頻偏估計和信道估計。整數倍頻偏估計在頻域處理，本系統基于已有的整數倍頻偏估計算法，利用Preamble良好的自相關和互相關特性，通過對已設計的正交前導碼進行搜索，完成整數倍頻偏估計。每組相關調整范圍[-20,20]子載波，整個搜索過程相關40次。設前導碼為P，定時同步FFT以后的長符號的信號為Y(n),n=0,1,…,N-1。

RP(n)=P(n)·YP(n)*,p=-20,…,20，

(4)

式中，YP(n)是對Y(n)位移p位，對Rp(n)進行差分后，可以有效降低定時誤差對整數倍頻偏估計的影響：

(5)

在設計實現時，可將式(5)化簡為：

(6)

這是由于對Rp(n)進行差分相關后已經有了良好的峰值特性，不需要再進行能量平均。同時，由于實際系統中并不存在較大的頻偏，根據以往工程經驗，將搜索范圍調整到[-6,5]，整個過程搜索12次，從而極大地減少了計算量。

式(6)計算的是滑動相關，需要大量的相關運算，其運算時間超過1個OFDM符號。為了減少運算時間，結合已有硬件平臺，將本地差分相關后的碼字存儲到AE中，并采用多相的方法，分4個AE并行處理，其實現框圖如圖6所示。

圖6 整數倍頻偏實現框圖

3 仿真分析

在完成第2節所述同步算法設計及實現后，在PMP-PHY的協議下，對MESH通信系統同步性能進行了仿真，主要包括定時精度、頻偏估計和歸一化頻偏范圍，仿真參數設置如表1所示。

表1 仿真參數

參數數值載頻fC2.2 GHz系統帶寬10 MHzFFT點數1 024發送功率P01 W幀長5 ms循環前綴(CP)11.4 μs采樣頻率11.2 MHz子載波間隔10.94 kHz

圖7為MESH快速同步精度測試結果，其中粗同步均方誤差(MSE)達到100，精同步的MSE達到10-2。

圖7 定時精度

圖8為MESH快速同步頻偏估計測試結果，其頻偏估計誤差達到10-3。

圖8 頻偏估計測試

圖9為本文設計的MESH同步方案歸一化頻偏估計范圍，其頻偏估計范圍為2個子載波間隔。

本快速同步方案與已有的PMP PHY同步相比，沒有跟蹤階段，不再依靠歷史信息完成同步，而是通過快速捕獲、分級定時同步、載波和頻偏估計完成同步。測試表明，在10 M信道帶寬下，本方案能夠在接收到數據突發后200 μs(2個導頻符號)內完成同步；另外，在同步精度、頻偏估計精度和頻偏估計范圍方面均能夠滿足MESH指標要求。

圖9 MESH同步方案歸一化頻偏估計范圍

4 結束語

基于已有的802.16e PMP PHY成果，結合MESH突發通信、移動性強等特點，提出了基于MESH快速同步算法設計。通過對MESH同步過程各階段的優化，實現了MESH網絡的快速同步。在定時同步階段，提出了兩級定時同步算法，在提高定時準確性的同時降低了實現復雜度。通過聯合估計法實現載波同步。利用頻偏校正進一步提高同步的準確性。在10 M信道帶寬下，該快速同步算法可在接收到突發信息后的200 μs內完成同步。對MESH快速同步精度、頻偏估計和歸一化頻偏范圍的測試結果表明，本方案在粗同步和精同步上的均方誤差分別達到100和10-2，頻偏估計誤差達到10-3，其歸一化頻偏估計范圍在2個子載波以內，能夠很好地滿足系統快速同步需求。