一種可實現天線極化切換功能的S 波段前端組件設計

周海進 王嘉煜 康 穎

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

近年來，雷達技術研究取得了巨大的進步，不同體制、不同功能任務類型的雷達層出不窮。但無論其組成架構、工作體制如何變化，增強雷達對目標信息的獲取、識別能力和在復雜環境下的工作、生存能力一直是業界工作者追求的兩大主題。通常情況下，雷達大多是從回波信號的頻率、幅度、相位等參量中提取目標相關信息，隨著人們對電磁波極化參量的認識愈發成熟，現代雷達系統設計中對于探測信號極化信息的利用獲得了越來越廣泛的關注[1]。

在雷達射頻前端硬件設計過程中，實現電磁波信號以不同的極化形式輻射或者接收有兩種基本方式：一是單一極化天線單元與有源收發前端一一對應，此方式可以實現不同極化電磁波信號同時發射或者接收，但有源部分成本代價較大；二是每對極化正交天線單元共用一個有源收發前端，輸出端口通過大功率射頻單刀雙擲開關實現不同極化輻射端口間的切換，此方式成本相對低廉，但不同極化的電磁波信號需分時發射或者接收。在大型相控陣系統中，收發前端通道的數量較多，考慮雷達硬件成本控制因素，選用第二種方式更為可行，此時設計一款輸出對應一對極化正交天線且具備極化切換功能的收發組件就顯得非常必要。

1 組成

本文介紹的可實現天線極化切換功能的S波段有源前端組成框圖如圖1所示。其中收發組件部分(虛線框內)主要包括：

1)發射鏈路，主要實現對頻率綜合器送入射頻小信號的功率放大功能；

2)接收鏈路，主要完成對天線接收回波信號的放大；

3)環形濾波組件，主要完成射頻信號收發轉換和對帶外干擾信號及功率器件非線性效應產生的無用信號的抑制功能；

4)大功率射頻單刀雙擲開關，主要完成收發組件與外部極化正交輻射天線的連接和極化切換功能；

5)電源調制電路，主要實現收發鏈路上、下電控制，同時具備模塊高溫保護及大功率開關上電時序保護功能。前端組件模塊采用多層微波數字混壓PCB技術實現，減小了的體積，提高設計集成度和可靠性[2-5]。

2 組件電氣設計

2.1 發射鏈路設計

以中等功率收發組件設計為例，設計驗證目標設定為：發射通道兩端口發射功率增益均大于48dB，飽和輸出均大于51dBm，二次諧波抑制均小于-60dBc，效率均大于35%(發射占空比不小于10%)，接收通道噪聲系數不大于3dB。考慮到S波段功率放大器件增益和效率水平現狀，我們選用三級放大器級聯放大方案，其中第一級為GaAs器件，后兩級均為高效率GaN器件；考慮到功率放大器件飽和放大時由于非線性效應對輸出諧波信號帶來的影響，我們在環形器與極化切換開關中間添加腔體帶通濾波器以滿足組件帶外抑制指標要求；單通道組件完成功率飽和放大后通過單刀雙擲開關輸出對應一對極化正交天線，因此所選擇的開關既要可承受大功率傳輸，同時插入損耗也須盡量小以免影響發射效率和接收噪聲系數。本設計中，選用的開關主要指標為：

1)工作頻段：S波段；

2)插入損耗：≤0.4dB；

3)峰值承受功率：≥200W；

4)端口駐波：≤1.3；

5)路間隔離：≥30dB；

6)相位一致性：≤±5°；

7)切換響應時間：<1μs，滿足組件的研制要求。

發射通道的硬件組成、鏈路功率及各級增益指標分配如圖2所示：可以看出，輸入射頻信號約3dBm，經過小信號收發切換開關(插入損耗約2dB)輸出功率1dBm到高增益預驅動放大器(HGA)，預驅動放大器放大(飽和增益約21dB)后輸出功率22dBm，經驅動放大器(DRA，飽和增益約19dB)放大輸出41dBm，經級間隔離器(插入損耗約0.5dB)到末級高效率放大器(HPA)，經末級放大器(功率增益約12dB)放大輸出功率約52.5dBm，經環形器(插入損耗約0.3dB)、腔體帶通濾波器(插入損耗約0.3dB)、大功率切換開關(插入損耗0.4dB)輸出51.5dBm至極化正交天線。考慮高溫及批量器件指標離散，組件輸出功率滿足大于51dBm的設計要求。

組件效率定義為模塊輸出功率與總耗散功率的比值，計算公式為：

(1)

其中：Pdiss為各級放大器漏極耗散功率與控制電路、柵極供電電路功耗之和。根據廠家提供的測試數據，在10% 占空比條件下，預推動放大器工作電壓為+8V，連續波工作電流為200mA；推動級放大器漏極工作電壓+28V，飽和輸出時漏極效率典型值為40%；末級放大器漏極工作電壓+28V，飽和輸出時漏極效率典型值為58%。控制電路與柵極供電電路總功耗根據實測評估結果大約為3W左右。結合圖2鏈路指標分解，計算組件總耗散功率為：

Pdiss=(8V*0.2A+12.5W/0.4+177.8W/0.58)*10% + 3W = 36.9W；

(2)

因此，組件估算效率η= 141W*0.1 /36.9W = 38.2%，符合設計要求。

2.2 接收鏈路設計

在接收鏈路設計中，噪聲系數是表征其特性的一個關鍵因素。如圖1所示，接收通道主要由極化切換開關、腔體濾波器、環行器、限幅低噪放、收發切換開關級聯構成。對于多級級聯系統來講，假設各級增益分別為G1，G2，G3；各級噪聲系數為NF1，NF2，NF3；則通道總的噪聲系數計算公式為[6]：

(3)

在本收發前端組件設計中，限幅低噪放之前無源器件插入損耗約為1dB,選取的低噪聲放大器增益為28dB，噪聲系數小于1.6dB，低噪放之后傳輸線、收發轉換開關插入損耗2.5dB，將各值代入公式(3)計算可得接收通道噪聲系數NF=2.6dB。

2.3 電源調制電路設計

如圖2所示，大功率射頻單刀雙擲開關的引入實現了單通道組件對應一對極化正交天線的功能，降低了雷達硬件的實現成本，但同時也要求其具備可承受大功率，插入損耗小，響應速度快的特性，結合當前可供選擇的開關類型，選用基于PIN二極管實現的開關更為合適，不足之處在于此種類型開關要求在大功率射頻信號輸入之前必須已經處于正常上電狀態，以提高開關工作的可靠性。為了解決這一問題，我們在傳統GaN功率器件漏極調制電路設計基礎上，通過增加比較電路和與門邏輯判斷電路的方式，將大功率單刀雙擲開關工作電壓的上電時序添加設置為判斷漏極調制電路外部控制信號通斷與否的關鍵要素，設計了一種新的具有大功率開關工作電壓上電時序保護功能的漏極調制電路，確保只在大功率單刀雙擲開關處于正常上電狀態下漏極調制電路才會正常開啟輸出，進而對送入GaN器件的射頻信號進行飽和功率放大。

表1 電路元器件參數與類型(發射測試占空比：10%)

新型漏極調制電路原理圖如圖3所示,+3.3V和-60V為大功率射頻單刀雙擲開關工作電壓，T_PULSE為系統送入發射控制脈沖。由電路邏輯關系可以看出，只有當所有電壓均正常上電、T_PULSE置高電平兩個條件同時滿足時，圖3中的P-MOS管V2源極-柵極間才能產生正向壓差并使其源極-漏極導通，電源輸出電壓+28V方可從P-MOS管的源極傳送至漏極輸出給GaN功率器件，使其處于放大狀態。圖3中各元器件值如表1所示。

3 實測結果

基于前述分析制作了前端組件實物樣機，并在發射占空比10%的條件下對相關指標進行了常溫指標測試[7]。圖4給出了有源前端收發組件兩個輸出端口的發射功率和工作效率實測曲線，可以看出，在大于15%的相對工作帶寬范圍內，端口輸出功率均大于51dBm,工作效率均大于36%，工作頻段高端效率偏低的原因一是由于末級GaN器件自身特性所致，二是開關在大功率工作條件下頻帶高端插入損耗相對偏大。圖5給出了端口輸出的二次諧波特性曲線，可以看到在整個工作頻帶內均滿足小于-60dBc的設計要求。圖6給出了接收通道的噪聲系數和增益曲線，可以看到在整個工作頻帶內噪聲系數均低于2.4dB,接收增益在25-26dB之間，符合設計預期。

4 結束語

文中介紹一種通過添加大功率射頻單刀雙擲開關實現收發前端輸出極化切換的方法。詳細闡述了組件收發鏈路的設計過程，并結合開關特性對功率器件上電控制策略的影響，設計了一種新的具有大功率開關工作電壓上、下電時序保護功能的漏極調制電路。制作了實物模型并對相關指標進行了測試，結果驗證了文中提出設計方法的正確性和有效性。