寬帶大功率超短波射頻通道測試系統設計

陳天馳，李文海，劉 勇，何山紅

（1.海軍航空大學，山東煙臺264001；2.安徽工業大學，安徽馬鞍山243002）

機載射頻通道是射頻接收機和發射機及其前端的部分，包括接收機、發射機及前端波導開關、限幅器、天線和饋線等部件，在各個部件自身狀況和交聯關系良好的情況下，其性能主要取決于天線對外界信號的接收狀況。所以，射頻通道的狀態直接影響到裝備的各方面性能。目前，部隊對裝備狀況的掌握，主要依賴于日常維護檢測和裝備設計院所的定期巡檢工作，通常是檢測裝備的功能指標，而忽略了系統接收靈敏度和有效輻射功率這類反映裝備射頻通道性能的指標。裝備受使用年限的增長、維護保障操作不當等多種因素影響，在使用過程中射頻通道性能極有可能發生退化，若不及時掌握裝備射頻通道的實際變化，將影響其對信號的發射和接收功能，進而影響裝備作戰效能的發揮。

近年來，對超短波通信系統性能的檢測越來越廣泛，包括通信距離、抗干擾能力和電磁兼容等方面，文獻[1]提出了通過提高接收機靈敏度、天線增益和發射機功率的方式，來提高超短波電臺的通信距離，但沒有考慮各個部件相互連接在一起，對射頻通道的綜合影響。文獻[2]設計了一種分析機載超短波通信鏈路余量的軟件系統，其可以分析超短波通信鏈路性能的數值變化，但是如果射頻通道出現故障，該軟件系統無法對故障進行定位。文獻[3]提出了機載超短波電臺通信距離的排查方法，是針對電臺整體宏觀的排查，卻沒有精確到射頻通道完好性的檢測。文獻[4]提出了一種能夠對機載超短波電臺語音通信系統性能進行測試驗證的方法，其可以掌握電臺的實際工作性能，但是由于測試距離較遠，環境對測試結果影響較大。

本文以機載超短波通信系統為研究對象，設計了一個機載射頻通道性能的測試系統，系統的核心部分是一個自行設計的加載偶極子天線，該天線作為檢測探頭可接收被測對象所輻射出的信號，并根據接收到信號的功率大小，通過理論分析和計算，反推出機載超短波通信系統的有效發射功率，進而檢測出該射頻通道的性能狀況。

1 射頻通道測試系統模型

機載射頻通道測試系統基于通信鏈路模型設計，通信鏈路包括發射機、接收機、射頻電纜、天線和機載天線等部件及信號在空間中的傳播路徑，如圖1所示，射頻通道測試系統的結構可簡化為虛線框內的部分，虛線框外則表示被測射頻通道的簡化結構。

發射機的有效發射功率決定著信號的初始強度大小，是影響機載射頻通道發射性能的最主要因素；信號在射頻電纜中的傳播會產生一定的損耗，可以通過直接測量的方式獲取；機載天線增益是已知的，檢測天線衰減隨頻率的變化是測試系統主要部分，將在文中部分進行求解；信號在空間傳輸過程中會發生衰減，衰減值會隨工作頻率和作用距離的不同而變化。因此，必須將隨頻率、距離變化的空間傳播損耗，與隨著頻率變化的天線特性共同疊加到鏈路的分析計算中[5-8]。

根據上述測試系統的組成，其鏈路關系可表述為：

式（1）中：Pt為發射機的發射功率；Pr是接收機所檢測到的信號功率大小；Gr是檢測天線的增益（即天線衰減）；Gt是機載超短波天線的增益；Ll是發射饋線及電纜損耗；Lf是信號的空間衰減。

2 測試系統檢測天線設計

2.1 寬帶輻射體設計

機載超短波天線通常是垂直極化，由于該系統工作頻率為寬帶、超短波頻段（100～400 MHz），在外場測試環境下，接收信號極易受到周圍環境的影響而產生不可忽視的誤差[9-10]。在檢測功率等參數時，如果機載天線與檢測天線距離過遠，周圍等物體反射將會對檢測結果造成較大影響，因而機載天線與檢測天線的距離一般較近。此種情況下，如果檢測天線的尺寸過大，將會改變發射天線的原有電場分布，造成檢測誤差增大，因而天線的小型化設計是必不可少的。同時，還須要考慮寬頻帶設計，采用蝶形偶極子輻射體達到拓寬工作頻帶的目的，在輻射效率和尺寸之間折中考慮，最終選取輻射體單臂長為120mm，寬度為90mm，其結構如圖2所示。

圖2 偶極子輻射體及實物圖Fig.2 Dipole radiation body and physical graph

利用基于有限元法的三維電磁仿真軟件HFSS對偶極子輻射體建模仿真，得到其在100～400 MHz頻段內的輸入阻抗曲線如圖3所示。在實際使用情況下，既有發射天線，也有接收天線，兩者相互作用，會對輸入阻抗的值有一定影響。在收發天線同時存在的情況下，通過測試可以得到更準確的輸入阻抗值，但在進行測試時，需要在輻射體兩端額外引入連接線和測試接頭，但由于受到測試條件限制，連接線和測試接頭對輻射體的輸入阻抗的影響很難消除，而該影響對輸入阻抗的影響又不能忽略[11]。為了衡量收發天線的相互作用對輸入阻抗的影響，本文在收發天線相隔不同距離時，測試了其輸入阻抗，結果表明，當收發天線相隔300mm以上時，隨距離變化，輸入阻抗的值變化不大，說明當收發天線相隔300mm以上時，收發天線對輸入阻抗的影響基本可以忽略。因此，當收發天線相隔300mm以上時，本文采用理論計算的輸入阻抗作為輻射體的輸入阻抗值。

圖3 偶極子輻射體輸入阻抗Fig.3 Input impedance of dipole radiator

由圖3可知，在整個工作頻帶內，當工作頻率發生變化時，偶極子輻射體的輸入阻抗Zin會發生變化。僅有極個別頻率點的輸入阻抗與饋線的特性阻抗50 Ω相匹配，當天線與發射機或接收機相連時，絕大部分頻率點會存在反射現象，會造成信號波形失真，也容易引起發射機的自激等現象。為了保證天線與檢測設備在工作頻段內消除反射現象，使天線能夠正常檢測寬頻段內的信號，需要對天線進行阻抗匹配。

2.2 阻抗匹配網絡設計

阻抗匹配網絡的設計目標是消除輸入阻抗的虛部，使實部接近于饋線的特性阻抗50 Ω。本文利用了一個1∶4傳輸線變壓器，可以按比例放大輸入阻抗值[12]，提高天線的輻射效率，同時增加一個π型衰減器，通過消耗能量的方式降低天線的反射系數，并且可以在信號功率過大情況下保護接收機。

2.2.1 變壓器提高等效輸入阻抗

圖4給出了傳輸線變壓器的高頻等效電路圖。根據微波傳輸線理論，由等效電路得到輸入阻抗表達式為：

由式（2）可知，輸入端的阻抗與傳輸線長度l、負載阻抗ZL及傳輸線的特性阻抗Zc有關。當βl遠小于1時，即傳輸線線長遠小于工作波長時，cosβl→1，cosβl→0，計算得到Zin=ZL/4。因此，傳輸線變壓器對天線阻抗實現了1∶4的阻抗變換作用。

圖4 變壓器高頻等效電路圖Fig.4 High frequency equivalent circuit diagram of transformer

2.2.2 π型可調衰減器

衰減器屬于有耗網絡，有耗匹配網絡主要解決的問題就是虛部過大的問題，因而在匹配電路中適當地加入有耗元件，降低輸入阻抗虛部與實部的比值，達到改善天線阻抗特性的目的。本文采用可調π型衰減器，如圖5中C部分，組成π型結構的3個電阻阻值為R1、R2和R1。由電路輸入和輸出電壓的關系，可計算出衰減電阻的阻值大小[13-15]。

本文根據不同的檢測狀態，設計了不同衰減量的衰減器，即2個衰減不同的檢測天線。檢測天線1的衰減器衰減量為8dB，對應的電阻阻值R1=151 Ω、R2=56 Ω；檢測天線2的衰減器衰減量為16dB，對應的電阻阻值R1=68 Ω、R2=151 Ω。

2.2.3 檢測天線等效電路

利用“化場為路”的方法，將偶極子輻射體的輸入阻抗從時域變換到頻域，當偶極子輻射體的虛部等效是電容C0時，結合傳輸線變壓器的特性，并利用電路理論得到整個檢測天線的等效電路如圖5所示。等效電路共分成3個部分。其中，A部分為偶極子天線輻射體，可等效為一個負載阻抗，由一個純電阻和一個電容（或電感）串聯構成；B部分為1∶4傳輸線變壓器，可按比例放大電阻實部的大小；C部分為π型可調衰減器，用于吸收信號功率，消除輸入阻抗虛部，當接收信號功率過大時，衰減器可以有效降低信號的功率，使傳輸到接收機的信號功率減小，具有保護接收機的功能；Zin為端接負載的阻值，即接收機內阻，標準值等于50 Ω。

圖5 檢測天線等效電路Fig.5 Equivalent circuit of the antenna detection

利用上述理論，當偶極子輻射體的虛部等效是電容C0時，終端Zin左邊的輸入阻抗為：

式（3）中：R0為檢測天線輸入阻抗的實部；n為變壓器的匝數比，n為2；ω為角頻率；“//”表示并聯電路的邏輯關系。[16-18]

求出Z0后，則可計算出天線與接收機或發射機連接處的駐波比，天線1和天線2的駐波比如表1所示。

表1 駐波比隨頻率變化表Tab.1 Variation of standing wave ratio with frequency

從表1看出，在100～400 MHz的工作范圍內，駐波比均小于2，說明反射較小，滿足常規天線的要求。

3 測試系統傳輸衰減量分析

3.1 檢測天線的傳輸衰減

根據圖5所示的等效電路，求解等效電壓、電流的表達式，根據S參數（反射系數）等，計算檢測天線傳輸衰減。

由圖5得到偶極子輻射體右邊的輸入阻抗為：

在偶極子輻射體與Z1的連接處，由于Z1與偶極子輻射體阻抗不匹配導致的反射系數為：

天線接收到的功率為：

式中，ZA為偶極子輻射體的輸入阻抗。

由圖5根據電路理論，由如下的聯立表達式可以求出負載上的電壓U0和電流I0為：

從而可以計算出負載吸收的功率為：

進而計算出檢測天線的傳輸損耗為：

天線1和天線2所對應分別對應的衰減LA1和LA2隨頻率變化的結果如表2所示。

表2 檢測天線衰減隨頻率的變化Tab.2 Changes of antenna attenuation with frequency

通過等效電路計算出的檢測天線的衰減是理想狀態下的結果，具有一定的局限性。一方面，根據變壓器的阻抗變換原理，當工作頻率越低，且繞制所用的傳輸線長度越短時，能夠滿足βl?1的條件，其所呈現出的變換比越接近理論值，而當工作頻率較高時，阻抗變換比會偏離理想值；另一方面，π型衰減器的電阻是集總元件，其端接連接線會引入引線效應，引線效應是隨頻率變化的；同時，微帶線的介質材料的均勻性等也會在整個匹配網絡中引入不連續性。這些都會影響天線的衰減值的精確計算。為了獲得更加精確的衰減值，下面將采用微波網絡方法，如圖6所示，把變壓器、π型衰減器和微帶線共同看作一個二端口網絡，利用矢量網絡分析儀測量出該網絡的散射矩陣和輸入阻抗，從而計算出天線衰減。

圖6 檢測天線端口網絡等效電路Fig.6 Equivalent circuit of antenna port network detection

根據二端口網絡S參數的性質，可得：

負載（接收機）接收的功率為：

式中，ZL為接收機內阻，其為標準值50 Ω。

網絡左邊端口的反射系數為：

輻射體兩端的電壓為：

天線的接收功率為：

根據式（10）～（14），求出天線1和天線2的衰減LB1和LB2如表3所示。

表3 檢測天線衰減隨頻率的變化Tab.3 Changes of antenna attenuation with frequency detected

通過對比表2、3的結果，發現2組數據隨頻率變化趨勢基本一致，但部分頻率有一定的差異。這說明變壓器阻抗變換效能、衰減網絡的引線效應和微帶線的不連續性會隨頻率變化而變化，且該影響不容忽視，所以本文將采用表3的數據作為測試系統中天線衰減值。

3.2 測試系統空間衰減

為了計算測試系統的空間衰減，須要固定測試系統的測試距離。由于超短波頻段波長短，傳輸的電磁波容易受到外界干擾，且該干擾會隨頻率變化而變化。考慮到測試環境和測試條件等方面的因素，為了盡可能不破壞機載天線周圍電場分布，且避免外界環境干擾，折中選取300mm為測試距離。

下面將采取基于有限元法的全波分析與微波網絡理論相結合的混合法求解近場條件下的空間衰減。求解過程中，由于變壓器作為一種非常規的微波元件，在利用基于有限元法的全波電磁仿真軟件HFSS建立天線模型時，無法建立變壓器的模型。因此，模擬過程分為2步：首先利用HFSS建立收發天線（不包括匹配網絡）的模型，將收發天線設置為一個二端口微波網絡，求出收發天線二端口微波網絡的S11和S21；再利用微波網絡理論，計算出空間的傳輸衰減為：

計算結果如表4所示。

采用全波分析方法，在近場環境下，不僅可以考慮到收發天線之間的相互影響，還可以解決收發天線的近場增益計算問題，理論上可以獲得更高的精度。

3.3 測試系統的實驗驗證

由于機載超短波天線和測試系統檢測天線具有相同的極化方式，為了更精確地檢驗所設計測試系統的性能，下面利用設計的2個不同衰減系數的檢測天線分別作為發射天線和接收天線，控制測試距離保持300mm不變，結合檢測天線的傳輸衰減和空間衰減量，對測試系統的誤差進行校準分析。

使用三腳架將天線1和天線2架設，控制2個天線輻射體平面相互對準且保持平行，平面間距離300mm，利用信號源模擬發射機發射為檢測天線1輸入0 dBm的信號，用頻譜儀顯示檢測天線2所收到的信號功率大小，記錄不同工作頻率的測試數據。

表5中，預期電平是通過發射機功率、天線衰減和空間衰減求和，并對天線的反射損耗進行補償后計算得到的。從實驗數據可以看出，實測值和預期值存在誤差，其原因可能是由于短波情況下，電磁波容易受到周圍環境的影響，會出現多次反射的現象，接收天線不但會接收到發射天線直線傳播的電磁波，也會接收到不同方向反射的電磁波；同時，輻射體的輸入阻抗也會受到周圍環境的影響而發生改變，導致天線的衰減值偏離計算值；同時，測試網絡的散射矩陣和輸入阻抗時，由于連接的引線或者接頭也會引入一定的誤差等多個因素共同決定的。但其誤差均不大于5dB，理論計算結果與實驗結果還算比較吻合。

表5 300mm距離天線收發實驗數據Tab.5 Experimental data received and received by the antenna at a distance of300mm

在實際應用時，檢測對象為機載超短波通信系統射頻通道，首先需要利用機載超短波天線的增益值替代本文實驗中的單個檢測天線的衰減，用檢測天線接收超短波天線發射的信號；然后，根據接收到的信號功率大小，反推出射頻通道的有效輻射功率，實現對射頻通道性能的檢測。為了提高測試精度，可以在工作環境中現場對測試系統進行校準，即用天線1和天線2進行模擬的收發實驗，把實驗測試數據與預期數據作對比，其誤差可以作為校準的參考值，通過這種方式，可以進一步提高測量精度。

4 結論

本文設計了一個機載超短波通信射頻通道測試系統，并利用高等電磁場理論、微波網絡理論、天線理論和電路理論等相結合的混合方法分析了其性能。在系統沒有進行校準的情況下，在寬頻帶內依然獲得了較高的檢測精度，計算結果和測試結果的吻合，證明了設計過程的正確性和有效性。