共口徑雙波段波導縫隙陣列天線設計技術

高志國, 王 偉, 劉 涓

(1. 北京遙感設備研究所, 北京 100854; 2. 中國航天科工集團第二研究院, 北京 100854)

0 引 言

隨著精確制導技術的不斷發展,多模復合制導技術得到了廣泛應用。雙波段復合雷達較常規雷達具有更高檢測概率,更高角跟蹤精度和更強的抗干擾性能。作為其關鍵技術,共口徑雙波段天線的研究和設計在國內外備受關注。目前的共口徑雙波段天線實現方式主要有微帶交織[1-22]、反射面天線[23-24]、波導縫隙陣[25-30]3種。微帶交織結構靈活,可用條形貼片交織[1-11]、條形槽交織[12-14]、環形貼片交織[15-18]、環形槽交織[19]、十字貼片交織[20-21]、十字形槽交織[22-24]等,但是微帶損耗大、效率低,互耦較強無法解算導致很難實現低副瓣,不能承受高功率。共口徑雙波段反射面天線[23-24]的缺點是共用一個反射面,只能優先保證一個波段性能,另一個波段輻射效率較低,性能指標欠佳,而且天線高度較高,轉動慣量大。文獻[23]中高頻段效率50%,低頻段效率只有15%。文獻[24]中Ku波段副瓣為-20 dB,X波段副瓣為-13 dB。文獻[25]設計了一種毫米波雙頻正交極化波導縫隙陣,由窄邊波導縫隙陣和寬邊波導縫隙陣間隔排布組成,工作于30 GHz和35 GHz兩個毫米波頻段,這種形式兩個波段極化正交,無法用于雙波段同極化天線。文獻[26]設計了一種由波導縫隙陣和微帶貼片天線實現的Ku/X雙波段共口徑單脈沖天線,Ku波段副瓣-22 dB,X波段副瓣-9 dB。文獻[27]設計了一種由波導縫隙陣和微帶偶極子實現的Ku/C雙波段共口徑單脈沖天線,Ku波段副瓣-24 dB,C波段副瓣-14.5 dB。這兩種復合形式[26-27]中微帶貼片和微帶偶極子的功率容量有限,無法用于大功率導引頭,且互耦無法解算較難實現低副瓣。目前由縫隙陣實現的共口徑雙波段天線[28-30]都是上下分層結構,高波段波導在上層,低波段波導在下層,如圖1所示,其缺點是下層低波段天線受上層高波段天線遮擋影響,導致低波段天線較難實現低副瓣,而且其駐波帶寬很窄。本文提出的這種新型共口徑雙波段天線,是通過將壓縮寬度的高窄脊波導同層間隔排布的方式實現了共口徑雙波段,克服了上述幾種天線的缺陷。通過優化低波段縫隙陣H面間距的設計方法降低了兩個波段的相互干擾,最終在兩個波段都實現高性能。

圖1 由縫隙陣實現的共口徑雙波段天線Fig.1 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna

1 天線結構布局設計

天線基本結構如圖2、圖3所示。兩個波段的脊波導同層間隔排布,每隔兩條高波段脊波導排布一條低波段脊波導。這種結構可以避免已有的文獻[28-31]中兩個波段上下排布相互遮擋的問題。出于結構排布的要求,脊波導被充分壓縮成高窄的脊波導,波導壁厚0.5 mm。E面單元間距排布,按照低波段是高波段的兩倍的原則,在保證不出柵瓣的情況下盡量拉大。

圖2 共口徑雙波段縫隙陣天線示意圖Fig.2 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna schematic

圖3 雙波段脊波導示意圖Fig.3 Dual-band ridge waveguide cross section

波導內微波傳輸衰減常數計算公式[31]為

(1)

式中,f為工作頻率,單位為GHz;f0為截止頻率;a為波導寬度;b為波導高度。

由式(1)可知,減小波導尺寸比值b/a,衰減增大。根據脊波導等效a、b邊尺寸計算本文中脊波導的衰減常數,Ku波段衰減增加0.7 dB/m,Ka波段衰減增加1 dB/m,通過輻射波導最大傳輸路徑,可算出Ku波段衰減增加約0.07 dB,Ka波段增加約0.1 dB。波導壓縮后也會降低波導擊穿功率,但其擊穿功率仍有幾十kW,遠大于小型雷達工作功率。

2 天線理論分析

2.1 陣面輻射縫隙設計

波導縫隙陣列天線具有結構緊湊、機械強度好、饋電損耗低、輻射效率高、功率容量大和可靠性高等優點,在雷達和微波通信系統中獲得了廣泛應用。縫隙陣輻射縫隙間的互耦可以精確解算,因此可以使每個輻射單元精確實現其幅相分布,獲得需要的方向圖。

對于單模的脊波導縫隙陣設計,由Elliott關于脊波導縫隙面陣的3個基本公式(式(2)～式(4))建立輻射縫隙面陣的求解方程組[32]，即

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

通過縫隙參數提取可以計算脊波導輻射縫隙的諧振長度曲線和導納曲線,通過方向圖綜合可以得到陣面電壓分布。已知縫隙諧振長度曲線、導納曲線和電壓分布,數值迭代求解上面的方程組,可以獲得脊波導輻射縫隙的結構參數。分別對兩個波段求解就可以得到整個雙波段天饋的初始陣面輻射縫隙參數。

2.2 相互干擾對方向圖的影響

共口徑雙波段天線將兩個波段的脊波導縫隙陣集成到一個口徑內,相互間的互耦較強,尤其是當兩個天線的極化相同時,互耦對電性能的影響更加嚴重。本文以Ka/Ku共口徑雙波段天饋為例來分析兩個波段天線的相互干擾問題,此設計方法適用于所有類似倍頻關系天線的設計。

波導具有“高通”傳輸屬性,低于其截止頻率的微波不能在其內部傳輸。一般而言,低頻Ku波段的微波信號,不能耦合入Ka波段脊波導內。Ku波段天線工作時,Ka波段輻射縫隙產生的寄生耦合輻射非常小。因此,Ka波段天線對Ku波段天線的性能影響很小,設計時可以不予考慮。

但是,當Ka波段天線工作時,Ku波段天線縫隙上的耦合電場強度與Ka波段縫隙電場強度相當,而且Ku波段縫隙長度約為Ka縫隙長度的兩倍,Ku波段天線縫隙會對Ka波段天線縫隙造成周期性干擾,導致Ka波段天線方向圖遠區副瓣大幅抬高,形成二階瓣,此二階瓣的出現大大降低天線的各項性能,如圖4所示。

圖4 未考慮Ku波段干擾時Ka波段天線仿真方向圖Fig.4 Ka-band antenna simulation pattern without consideration of Ku-band interference

下面分析當Ka波段縫隙陣天線工作時,Ku波段縫隙上激發的電場。脊波導輻射縫隙上的縫電壓由3部分組成,表示為

(7)

(8)

(9)

式中,gmn為互耦因子,其兩重積分分別在縫隙m、縫隙n各自的坐標系中進行,R、R1、R2是圖5中所示的縫隙間距離。

由式(8)、式(9)可知,Ku天饋縫隙上的耦合電場是由其自導納、Ka天饋縫隙電壓、Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙的相對位置決定的,可以通過改變兩者的相對位置關系來降低Ku天饋縫隙上的電場。Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙在E面方向的相對位置由于結構關系,無法更改。Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙在H面方向的相對位置可以通過調節Ku天饋H面方向縫隙間距來調節。

通過優化Ku波段縫隙H面的間距后,根據式(2)～式(4)重新迭代設計共口徑雙波段縫隙陣各參數,其Ka波段的方向圖副瓣明顯改善,如圖6所示,仿真結果顯示遠區二階瓣消失。

圖5 計算縫隙互耦的幾何關系Fig.5 Geometry of slots during calculating mutual coupling

圖6 優化Ku縫隙間距后Ka天線仿真方向圖Fig.6 Ku-band antenna simulation pattern after optimization of Ku-band slots spacing

2.3 相互干擾對匹配的影響

由脊波導縫隙陣設計的式(4),可知當脊波導縫隙的總有源導納為1或2時(端饋為1,中心饋電為2),達到端口匹配。 共口徑雙波段縫隙陣中,當Ka波段縫隙陣工作時,Ku波段的縫隙也會形成電場分布,可看作工作在高次模的寄生縫隙。因此,Ka波段輻射縫隙的有源導納,不但受Ka波段輻射縫隙間的互耦影響,還受到Ku波段輻射縫隙的影響。式(3)中的MCmn計算公式為

(10)

圖7為計算Ka波段縫隙有源導納特性的模型,模型中2條Ku脊波導縫隙陣夾雜在5條Ka脊波導縫隙陣之間,每條Ka波段脊波導一端都有一個饋電端口,端口與最近的Ka縫隙中心距離為λgka/2。Ka脊波導另一端短路,短路與最近的Ka縫隙中心距離為λgka/4。Ka波段縫隙之間的距離為λgka/2,滿足駐波陣工作條件。Ku縫隙間距,采用優化后對Ka方向圖影響最小的間距。Ku縫隙縫長采用Ku波段自由空間半波長λ0ku/2,Ku縫隙偏置選用Ku波段縫隙陣的平均偏置。Ka縫隙都用相同的偏置dx和縫長Lslot,在不同的縫隙偏置下,在半波長附近參數掃描縫長。

圖7 仿真計算Ka波段縫隙有源導納特性的模型Fig.7 Simulation model for calculating K-band slot active admittance

根據波導縫隙匹配理論,在檢測端口的Y矩陣參數可以等效于距測試端口λg/2出的輻射縫隙的Y矩陣參數,在諧振時,縫隙的等效導納為實數。因此,Im(Y(11))=0時,縫隙諧振,此時的縫隙長度為縫隙偏置dx情況下的諧振長度,此時的導納即為同一條脊波導上所有縫隙的有源導納和。同一條脊波導上的縫隙是并聯關系,可假設相同偏置下其有源導納相等,因此單個縫隙歸一化有源導納計算式為

(11)

式中,Y11為端口導納;Z0為脊波導特征阻抗;N為同一條波導上的縫隙數。

通過dx和Lslot的參數掃描,即可得到縫隙的諧振長度曲線和歸一化有源導納曲線。對圖7中不同條脊波導上的縫隙,分別計算可得出包含Ku波段影響的Ka波段縫隙諧振長度曲線和歸一化有源導納曲線,與不包含Ku波段影響的Ka曲線對比,如圖8和圖9所示。發現在Ku波段的影響下,Ka波段縫隙有源導納增大,諧振長度也略有變化。采用包含Ku波段影響的曲線,開展共口徑雙波段天線中Ka波段脊波導縫隙陣的設計,可以消除Ku波段耦合干擾帶來的駐波失配問題。

圖8 不同位置波導上縫隙的有源導納曲線Fig.8 Active admittance curves of slots at different locations

圖9 不同位置波導上縫隙的諧振長度曲線Fig.9 Resonant length curves of slots at different locations

3 天線主要性能指標仿真結果

對Ku/Ka共口徑雙波段波導縫隙陣列天線進行建模仿真,仿真模型如圖10所示。Ku波段仿真結果如圖11和圖12所示,駐波在200 MHz帶寬內小于1.35,E面副瓣小于-25.2 dB,H面副瓣小于-28.3 dB,增益為28.7 dB。Ka波段仿真結果如圖13和圖14所示,駐波在400 MHz帶寬內小于1.8,E面副瓣小于-26.1 dB,H面副瓣小于-27.8 dB,增益為34.5 dB。

圖10 Ku/Ka共口徑雙波段波導縫隙陣天線仿真模型Fig.10 Ku/Ka co-aperture dual-band waveguide slot antenna simulation model

圖11 Ku波段駐波仿真結果Fig.11 Ku-band antenna standing wave simulation results

圖12 Ku波段方向圖仿真結果Fig.12 Ku-band antenna pattern simulation results

圖13 Ka波段駐波仿真結果Fig.13 Ka-band antenna standing wave simulation results

圖14 Ka波段方向圖仿真結果Fig.14 Ka-band antenna pattern simulation results

4 天線主要性能指標測試結果

按照仿真模型進行生產、調試和測試,Ku波段的方向圖測試結果如圖15和圖16所示,200 MHz帶寬內駐波小于1.6,E面副瓣都低于-23 dB,H面副瓣都低于-24.5 dB,實測增益28.1 dB。Ka波段的測試結果如圖17～圖20所示,400 MHz帶寬內駐波小于2,E面副瓣低于-25 dB,H面副瓣低于-27 dB,實測增益為33.6 dB。從實測結果可見,Ku波段和Ka波段的E面、H面方向圖與仿真結果吻合度較高,Ku波段增益實測結果比仿真結果低0.6 dB,口徑效率為54%,Ka波段增益實測結果比仿真結果低0.9 dB,口徑效率為47%。

表1為本文所測結果與其余文獻所測結果的對比,經對比可發現本文的副瓣、增益和效率具有明顯優勢。

圖15 Ku波段天線駐波測試結果Fig.15 Ku-band antenna standing wave test results

圖16 Ku波段天線E面方向圖測試結果Fig.16 Ku-band antenna pattern test results for E surface

圖17 Ku波段天線H面方向圖測試結果Fig.17 Ku-band antenna pattern test results for H surface

圖18 Ka波段天線駐波測試結果Fig.18 Ka-band antenna standing wave test results

圖19 Ka波段天線E面方向圖測試結果Fig.19 Ka-band antenna pattern test results for E surface

圖20 Ka波段天線H面方向圖測試結果Fig.20 Ka-band antenna pattern test results for H surface

文獻實現形式頻段副瓣(高頻/低頻)/dB增益(高頻/低頻)/dB效率(高頻/低頻)[23]反射面天線-18.6/-19.644.0/27.650%/15%[24]反射面天線Ku/X-18/-12.5[25]縫隙陣/窄邊縫隙陣Ka/Ka-20/-17.625.4/24.836%/43%[26]縫隙陣/微帶貼片Ku/X-22/-9[27]縫隙陣/微帶偶極子Ku/C-23/-14.528.2/18.6[28]縫隙陣/SIW縫隙陣Ka/X-22/-17[30]脊波導縫隙陣Ka/X-25/-2032.1/23.044%/47%本文脊波導縫隙陣Ka/Ku-25/-2333.6/28.147%/54%

5 結 論

本文提出了一種新型的共口徑雙波段波導縫隙陣列天線設計方法,該天線由工作于不同波段的兩個脊波導縫隙陣天線同層間隔排布組成,特別適用于小型雙波段雷達天線設計。文中采用優化低波段天線H面間距來減弱相互干擾對高波段天線方向圖的影響,采用包含兩個波段縫隙的模型參數提取高波段縫隙導納參數,消除了相互干擾對高波段天線駐波匹配的影響。設計實例的測試結果與仿真結果比較吻合,表明這種設計方法切實可行,能夠使兩個波段天線都滿足高增益、低副瓣等需求。