新型虛擬同步發(fā)電機(jī)分布式主動支撐控制策略*

王立，王藝博，何國慶

(1.東北電力大學(xué) 電氣工程學(xué)院，吉林 吉林 132012；2.中國電力科學(xué)研究院 新能源與儲能運行控制國家重點實驗室，北京 100192)

0 引 言

隨著新能源裝機(jī)和發(fā)電容量的不斷增加，微電網(wǎng)和分布式發(fā)電得到了越來越多的關(guān)注[1-3]。與同步發(fā)電機(jī)相比，作為分布式發(fā)電并網(wǎng)主要連接裝置的電力電子逆變器響應(yīng)速度快，不存在有利于系統(tǒng)穩(wěn)定的旋轉(zhuǎn)慣量和阻尼分量，無法為電網(wǎng)提供電壓和頻率支撐，也無法參與電網(wǎng)的調(diào)節(jié)過程[4-5]。為了提高分布式發(fā)電系統(tǒng)和高比例新能源電網(wǎng)的運行特性，并將傳統(tǒng)電網(wǎng)的運行控制策略應(yīng)用于微電網(wǎng)中，有學(xué)者提出虛擬同步發(fā)電機(jī)概念[6-7]，將同步發(fā)電機(jī)的電壓和頻率特性引入到逆變器的控制器中，以模擬其外特性。

文獻(xiàn)[8-9]提出了應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器的下垂控制策略。下垂控制模擬同步發(fā)電機(jī)的Q/U和P/f下垂特性，在功率環(huán)節(jié)引入輸出電壓幅值和頻率的偏差反饋，使得并網(wǎng)逆變器在離網(wǎng)模式下能根據(jù)此偏差和自身額定功率共同分擔(dān)負(fù)荷功率。在并網(wǎng)模式下，下垂控制能夠通過調(diào)整逆變器輸出電壓來調(diào)節(jié)輸出有功和無功功率，能夠為電網(wǎng)提供必要的有功和無功功率支撐。文獻(xiàn)[10-11]在控制器結(jié)構(gòu)中加入虛擬阻抗環(huán)節(jié)，虛擬阻抗降低了線路參數(shù)對下垂控制的干擾，能精確微電網(wǎng)電源點的功率分配，有效抑制環(huán)流。下垂控制模擬了同步發(fā)電機(jī)的外特性，多逆變器協(xié)同工作時不需要通信線，但并沒有模擬同步發(fā)電機(jī)的電磁特性和機(jī)械特性。文獻(xiàn)[12-14]借鑒同步發(fā)電機(jī)的電磁方程和轉(zhuǎn)子運動方程來控制并網(wǎng)逆變器，提出了虛擬同步發(fā)電機(jī)(Virtual Synchronous Generator，VSG)控制策略，使得并網(wǎng)逆變器的機(jī)理、外特性和調(diào)節(jié)過程都類似于同步發(fā)電機(jī)。虛擬同步發(fā)電機(jī)能主動地參與電網(wǎng)中調(diào)壓調(diào)頻過程，提高分布式電源高滲透的電網(wǎng)動態(tài)特性和電能質(zhì)量。文獻(xiàn)[15]分析了弱電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器的輸出特性，提出了一種具有類似同步發(fā)電機(jī)的自同步能力的控制策略，避免了使用鎖相環(huán)而造成的不穩(wěn)定，并能夠穩(wěn)定弱電網(wǎng)電壓。文獻(xiàn)[16-17]建立了并網(wǎng)逆變器的小信號模型，證明了一定條件下，VSG的有功環(huán)和無功環(huán)是近似解耦的，并優(yōu)化了控制器的設(shè)計和參數(shù)選取并兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)定性、動態(tài)性能。

文中在上述文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上，優(yōu)化了同步發(fā)電機(jī)的建模過程，通過模擬同步發(fā)電機(jī)的勵磁調(diào)節(jié)和定子繞組電氣特性，以及機(jī)械運動過程，提出了一種新型虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略，并給出了完整的勵磁器和調(diào)頻器設(shè)計方法。該控制策略具有較好的電壓、頻率調(diào)節(jié)和恢復(fù)能力，有利于電網(wǎng)的穩(wěn)定并具備一定的限制故障電流能力。利用PSCAD/EMTDC仿真和實驗裝置驗證了所提控制策略的有效性，為分布式電源逆變器接口的運行控制提供了新的有效途徑。

1 同步發(fā)電機(jī)建模

本節(jié)進(jìn)行三相對稱同步發(fā)電機(jī)動態(tài)模型的建立。為簡化分析，模型建立于隱極式同步發(fā)電機(jī)，故定子繞組自感和互感為常數(shù)，并忽略阻尼繞組的作用、鐵芯的渦流和磁飽和現(xiàn)象。圖1為隱極式同步發(fā)電機(jī)繞組等效結(jié)構(gòu)。

輸出電壓和電流以及勵磁電流iF參考方向如圖1所示。定、轉(zhuǎn)子間互感由轉(zhuǎn)子角決定，即：

圖1 隱極式同步發(fā)電機(jī)繞組等效結(jié)構(gòu)

(1)

定子繞組可視為具有自感L和互感M的電感，其磁鏈為：

(2)

對于三相對稱繞組，定子繞組間互感M等于1/2L，故定子磁鏈可表示為：

(3)

(4)

(5)

由式(5)可知，調(diào)節(jié)勵磁電流iF就可以相應(yīng)地調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。在電壓動態(tài)調(diào)節(jié)過程中，勵磁電流iF不為常數(shù)，因此建模時仍應(yīng)考慮勵磁電流的微分量。

由轉(zhuǎn)子運動方程可建立同步發(fā)電機(jī)機(jī)械轉(zhuǎn)動模型：

(6)

式中Tm為機(jī)械轉(zhuǎn)矩；Te為電磁轉(zhuǎn)矩；J是轉(zhuǎn)子慣性時間常數(shù)；D是阻尼系數(shù)；ωs是電網(wǎng)電壓角頻率；電磁轉(zhuǎn)矩可由輸出電磁功率Pe，得：

(7)

2 新型虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略

介紹一種新的虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略的設(shè)計方法。圖2所示為三相兩電平逆變器的電氣結(jié)構(gòu)，其包含采用脈寬調(diào)制的三相橋臂和用以消除電壓紋波的LC濾波器。可將濾波電容輸出側(cè)視為同步發(fā)電機(jī)的輸出端口，通過控制濾波電容電壓來模擬同步發(fā)電機(jī)的外特性。

圖2 逆變器電氣結(jié)構(gòu)

控制策略可分為三部分：勵磁器、調(diào)頻器和內(nèi)環(huán)控制器。勵磁器控制虛擬同步發(fā)電機(jī)輸出無功功率或輸出電壓幅值，調(diào)頻器控制輸出有功功率或輸出電壓角頻率，內(nèi)環(huán)控制器實現(xiàn)控制快速性并限制故障電流。另外，勵磁器和調(diào)頻器還具有自同步、電壓頻率支撐、負(fù)荷分配、環(huán)流抑制能力。所提出的控制框圖如圖3所示。

2.1 勵磁器

勵磁器考慮勵磁電流的動態(tài)特性，結(jié)合虛擬轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系，對式(4)和式(5)進(jìn)行abc靜止坐標(biāo)系到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換，可得dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下同步發(fā)電機(jī)輸出電壓和內(nèi)電勢如式(8)和式(9)。虛擬轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系如圖4所示。

圖3 虛擬同步發(fā)電機(jī)控制框圖

圖4 虛擬轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系

定義q軸超前d軸90°，a相與d軸重合，δ為內(nèi)功率因數(shù)角。

(8)

(9)

式中Rs、Ls為虛擬定子繞組電阻和電感。其中，eq分量反映出勵磁電流變化時對基波電勢的擾動。

逆變器輸出無功功率和電壓之間應(yīng)滿足下垂關(guān)系，如圖5(a)所示。

由式(9)，內(nèi)電勢由勵磁電流iF決定，勵磁電流由輸出無功功率Q與無功功率給定值Qset的偏差量得到，即：

圖5 輸出功率的下垂曲線

(10)

式中m為無功功率下垂系數(shù)，并在控制器中加入積分環(huán)節(jié)1/Ks以實現(xiàn)無功功率的無差控制。

對于閉環(huán)控制的VSG，其閉環(huán)輸出阻抗由其開環(huán)輸出阻抗和閉環(huán)參數(shù)共同決定，虛擬定子繞組環(huán)節(jié)可以調(diào)整逆變器的輸出阻抗，解決線路阻抗中阻性成分帶來的功率耦合問題，滿足虛擬同步發(fā)電機(jī)的功率解耦條件。虛擬定子繞組能減弱線路參數(shù)對下垂特性的影響，合理的設(shè)計虛擬定子繞組阻抗值，有利于并聯(lián)組網(wǎng)運行的逆變器的負(fù)荷分配。同時，虛擬定子繞組的設(shè)置可實現(xiàn)并聯(lián)逆變器間環(huán)流和故障電流的限制。

在無功負(fù)載過大時，因下垂特性，勵磁電流減小，內(nèi)電勢降低，使得逆變器輸出電壓不滿足要求。此時可在勵磁器中加入輸出電壓前饋進(jìn)行勵磁電流補(bǔ)償，修正內(nèi)電勢，如：

(11)

式中ΔiFd、ΔiFq為d軸、q軸虛擬勵磁電流補(bǔ)償量，分別由額定電壓的d、q軸分量Udref和Uqref與輸出電壓的d、q軸分量Vod和Voq的偏差經(jīng)過比例積分(PI)環(huán)節(jié)得到。在控制器中，閉合開關(guān)Sv，即可補(bǔ)償勵磁電流，修正輸出電壓參考值，在穩(wěn)態(tài)時使得輸出電壓Vodq等于電壓額定值Udqref。

2.2 調(diào)頻器

調(diào)頻器可實現(xiàn)對電網(wǎng)頻率和相位的追蹤。穩(wěn)態(tài)時，輸出有功功率和電壓頻率之間滿足下垂關(guān)系，如圖4(b)。機(jī)械轉(zhuǎn)矩Tm和電磁轉(zhuǎn)矩Te之差使得轉(zhuǎn)子角頻率變化，改變輸出相位θ。輸出相位θ決定abc到dq坐標(biāo)系的變換。利用轉(zhuǎn)子運動方程，可設(shè)計輸出功率和頻率之間的慣性關(guān)系，模擬同步發(fā)電機(jī)的一次調(diào)頻過程。輸出電壓角頻率的增量正比于輸出功率與給定值的差值。穩(wěn)態(tài)時，頻率增量為：

(12)

由此，可設(shè)計調(diào)頻器為：

(13)

式中Pset為有功功率給定值；P為逆變器輸出功率；對應(yīng)于電磁功率Pe。

同步發(fā)電機(jī)中，通過調(diào)整原動機(jī)輸出功率來修正頻率特性曲線，消除一次調(diào)頻的靜差，使得系統(tǒng)頻率恢復(fù)為額定值。

(14)

虛擬同步發(fā)電機(jī)中，閉合開關(guān)Sf，通過前饋頻率增量經(jīng)比例環(huán)節(jié)修正Pset，調(diào)整直流側(cè)輸出功率，如式(14)，從而實現(xiàn)二次調(diào)頻。

2.3 內(nèi)環(huán)控制器

內(nèi)環(huán)控制器采用基于dq解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制器，分為電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)。在電壓環(huán)中，采用PI控制器來調(diào)節(jié)濾波電容電壓，并得到電流參考值。

(15)

電流環(huán)通過P控制器調(diào)節(jié)濾波電感電流，如：

(16)

為防止暫態(tài)時的過電流損害設(shè)備，應(yīng)限制電流參考值iLdref、iLqref。通過解耦項來實現(xiàn)d、q軸電壓電流的獨立控制，抵消濾波電感上的壓降。

3 虛擬同步發(fā)電機(jī)的工作模式

3.1 輸出無功功率和電壓調(diào)整

虛擬同步發(fā)電機(jī)的輸出無功功率增量和輸出電壓幅值增量滿足Q/V下垂關(guān)系，并聯(lián)系統(tǒng)中，下垂系數(shù)m決定著負(fù)荷無功功率在逆變器間的分配。

在孤島模式下，輸出功率由負(fù)載決定，當(dāng)負(fù)載過大時，虛擬同步發(fā)電機(jī)的輸出電壓可能不滿足要求(輸出電流過大會使得虛擬定子繞組阻抗上壓降過大，無功負(fù)載過大也會造成勵磁電流的降低)。此時，閉合開關(guān)Sv，輸出電壓偏差經(jīng)過比例積分環(huán)節(jié)對虛擬勵磁電流iF進(jìn)行補(bǔ)償，分別對d、q軸內(nèi)電勢經(jīng)行修正，以消除輸出電壓幅值誤差。

3.2 輸出有功功率和頻率調(diào)整

在同步發(fā)電機(jī)中，當(dāng)負(fù)荷有功功率增加時，機(jī)械轉(zhuǎn)矩增加，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速被拖慢。其角頻率變化的程度決定于阻尼系數(shù)D，阻尼系數(shù)和轉(zhuǎn)子慣性時間常數(shù)J決定頻率慣性環(huán)節(jié)的時間常數(shù)τ，輸出有功功率和頻率之間滿足P/f下垂關(guān)系，即：

(17)

通常，時間常數(shù)τ越大，則同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械旋轉(zhuǎn)慣量越大，儲存的機(jī)械能越大。對于虛擬同步發(fā)電機(jī)，時間常數(shù)τ反映系統(tǒng)的慣量，系數(shù)D阻尼功率振蕩。

在并網(wǎng)狀態(tài)下，若同時打開二次調(diào)頻開關(guān)Sf和虛擬勵磁補(bǔ)償補(bǔ)償開關(guān)Sv，則虛擬同步發(fā)電機(jī)運行于恒定有功無功功率(PQ)模式，此時輸出功率由功率參考值決定，輸出電壓受限與交流母線，輸出側(cè)相當(dāng)于PQ節(jié)點。若打開開關(guān)Sf閉合開關(guān)Sv，則虛擬同步發(fā)電機(jī)工作于恒有功功率、恒電壓(PV)模式。在組網(wǎng)模式下，若同時閉合開關(guān)Sf和開關(guān)Sv，則VSG進(jìn)入恒壓恒頻(Vf)模式。由此可知，VSG不僅具有更統(tǒng)一兼容的控制接口，也方便引入電力系統(tǒng)中相關(guān)控制理論和方法。

4 時域仿真與實驗驗證

4.1 時域仿真

在PSCAD/EMTDC環(huán)境中搭建20 kVA逆變器模型，以驗證上述虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略。選取阻尼系數(shù)D為50，有功功率指令每增加1 kW，頻率增加0.063 6 Hz。選取轉(zhuǎn)子慣性時間常數(shù)J為0.3，則頻率慣性環(huán)節(jié)時間常數(shù)τ為0.006 s。勵磁電感Mf為3.18e-3，無功下垂系數(shù)m為0.005。仿真時間步長為5 μs。逆變器主要參數(shù)如表1所示。

在本仿真中，虛擬同步發(fā)電機(jī)的交流側(cè)直接與微電網(wǎng)交流母線連接。仿真由t=0 s時刻開始，有功功率指令Pset和無功功率指令Qset均為0，在t=0.3 s時刻Pset變?yōu)?0 kW，在t=0.3 s時刻Pset變?yōu)?0 kW，在t=0.9 s時刻Qset變?yōu)? kvar，在t=1.5 s時刻Pset變?yōu)?0 kW。可見，輸出功率均隨功率指令變化，且有功/無功功率指令變化時，輸出無功/有功功率也有小幅變化，但很快恢復(fù)到指令值。輸出頻率隨Pset變化以調(diào)整逆變器輸出電壓相位。

由圖6、圖7可見，在功率指令階躍時，輸出功率隨之上升，可知所提的虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略有較好的功率跟蹤能力。

表1 逆變器主要參數(shù)

圖6 逆變器輸出有功功率和電壓頻率

圖7 逆變器輸出無功功率和電壓標(biāo)幺值

4.2 實驗驗證

搭建一臺三相逆變器以驗證上述虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略。控制器主要參數(shù)選取同仿真參數(shù)。逆變器橋臂開關(guān)采用SiC-MOSFET，開關(guān)頻率20 kHz。控制器DSP采用TMS320F28335，A/D轉(zhuǎn)換芯片為AD7865BS-1。電壓互感器為LV25-P，電流互感器為HAC-400-S。DSP數(shù)據(jù)通道采樣間隔時間為50 ms。逆變器電路主要參數(shù)如表2所示。

表2 實驗?zāi)孀兤髦饕獏?shù)

實驗過程分為兩部分。第一部分：初始狀態(tài)時逆變器接入6 kW有功負(fù)載，此時設(shè)定有功、無功功率指令Pset和Qset分別為6 kW和0 kvar，在t1時刻退出3.5 kW有功負(fù)載，在t2時刻接入1.1 kW有功負(fù)載。逆變器輸出有功功率和輸出電壓角速度如圖8所示，經(jīng)過調(diào)頻器環(huán)節(jié)，角速度隨著輸出有功功率的減少而增加。t1時刻輸出電壓電流如圖9所示。

圖8 輸出有功功率和輸出電壓角速度

圖9 t1時刻輸出線電壓和A相輸出電流

在t3時刻接入3 kvar無功負(fù)載，在t4時刻退出0.75 kvar無功負(fù)載。輸出功率和輸出電壓幅值d軸分量如圖10所示。

圖10 輸出功率和輸出電壓d軸分量

可見，隨著輸出有功功率的下降，輸出電壓角速度上升，滿足頻率下垂關(guān)系。投入無功負(fù)載后，輸出電壓下降，滿足電壓下垂關(guān)系。

第二部分：同t1時刻一樣退出有功負(fù)載，此時電壓角速度隨之升高，在t5時刻閉合開關(guān)Sf，以驗證二次調(diào)頻環(huán)節(jié)，如圖11所示，在有功負(fù)載不變的前提下，輸出電壓角速度恢復(fù)到額定值。同t3時刻接入無功負(fù)載，輸出電壓受勵磁器控制隨之下降，在t6時刻閉合開關(guān)Sv，驗證虛擬勵磁補(bǔ)償環(huán)節(jié)，如圖12所示，輸出電壓靜差很快被消除，恢復(fù)到額定值。可知，所提的虛擬同步發(fā)電機(jī)不僅能夠在負(fù)載變化時為電網(wǎng)提供電壓和頻率支撐，還具有電壓和頻率二次調(diào)整能力。

圖11 輸出有功功率和輸出電壓角速度

圖12 輸出功率和輸出電壓d軸分量

5 結(jié)束語

結(jié)合虛擬定子繞組概念，提出了一種適用于新能源并網(wǎng)分布式發(fā)電的新型虛擬同步發(fā)電機(jī)主動支撐控制策略，得到以下結(jié)論：

(1)所提出的虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略具有與同步發(fā)電機(jī)相似的有功和無功調(diào)節(jié)能力，能夠為電網(wǎng)提供一定的慣性和阻尼，有利于電網(wǎng)的穩(wěn)定;

(2)所提出的虛擬定子繞組環(huán)節(jié)可以調(diào)整逆變器的輸出阻抗，解決線路阻抗中阻性成分帶來的功率耦合問題，同時能減弱線路參數(shù)對下垂特性的影響，合理的設(shè)計虛擬定子繞組阻抗值，有利于并聯(lián)組網(wǎng)運行的逆變器的負(fù)荷分配；

(3)仿真和實驗結(jié)果都驗證了所提的虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略的可行性和有效性，為新能源微電網(wǎng)控制的發(fā)展提供了新的方法。