基于L-LLC諧振雙向變換器的儲能裝置接口電路及控制策略研究

申明, 張曉斌

(西北工業大學 自動化學院, 陜西 西安 710072)

微網柔性并網接口是由基于電壓源換流器低壓直流輸電(voltage source converter-low voltage direct current,VSC-LVDC)系統直流母線上并聯儲能裝置構成,具有不需外部電網提供換相電壓、能實現靈活四象限運行、平抑功率波動和故障隔離等優點,越來越受到國內外學者的關注[1-4]。其中,雙向DC-DC變換器(bidirectional DC-DC converters,BDC)是實現儲能系統(energy storage systems,ESS)與直流母線間能量交互以及穩定直流母線電壓的核心裝置。

ESS的輸出電壓及電流范圍較寬,這就要求BDC具備較寬的電壓增益范圍以及功率接納能力。為了適應寬范圍電壓輸入場合,國內外學者主要從拓撲結構和控制策略兩方面對BDC進行了大量研究。采用移相控制的雙主動全橋(dual active bridge, DAB)BDC以其系統慣性小、易于實現軟開關等優點成為應用最多的BDC,但當輸入與輸出電壓不匹配或輕載時,環流較大、開關管的關斷電流較大以及難以實現開關管的零電壓開通(zero voltage switching,ZVS)等問題造成工作效率大幅下降。雖然文獻[5-6]分別提出了雙重移相和三重移相控制控制策略,但都未顯著提高該變換器的工作效率而且隨著控制量的增加,控制難度也隨之增大。

為了改善BDC的軟開關特性,諧振技術如LC串聯諧振、LC并聯諧振、LCC諧振以及LLC諧振等諧振電路被應用到BDC的拓撲結構中,其中LLC變換器,相對于其他諧振電路,以其在寬電壓范圍輸入下,功率密度高,電磁干擾可有效降低,環流能量最小,以及在全負載范圍內均可實現一次側開關管ZVS和二次側整流二極管的零電流關斷(zero current switching,ZCS)等優異的綜合性能而引起了廣泛關注[7-10]。文獻[11]提出了LLC諧振型BDC變換器,正向運行時與LLC諧振變換器相同,反向運行時僅相當于傳統的全橋變換器,文獻[12]基于文獻[11]所提拓撲,在變換器的副邊添加了諧振電容,但由于結構不對稱,變換器正向運行和反向運行的諧振頻率特性和增益特性差異較大,導致其參數設計和控制的復雜度和難度增大。文獻[13]提出了CLLLC諧振型BDC變換器,雖然實現了結構對稱,但增加了諧振元件個數,也增加了諧振參數和控制難度。文獻[14]提出了L-LLC諧振型BDC變換器,該變換器在正向和反向運行中的電路結構完全相同,但由于其同步控制策略使其電壓增益范圍較窄,且系統的動態特性較差。文獻[15]將變頻-移相混合控制策略應用于L-LLC諧振型BDC變換器,雖然該方法使得系統的運行效率較高,但對系統的動態性能改善不大。

基于以上原因,本文提出了將PI和最優軌跡混合控制(optimal trajectory control,OTC)策略應用于L-LLC型BDC變換器。在系統穩態時,采用PI控制來減少穩態誤差,當出現負載跳變時,采用OTC實現對系統的快速跟蹤,該方法可實現全負載范圍內輸入側開關管的零電壓開通和輸出側整流管的零電流關斷,運行效率高,同時有效提高了變換器的動態性能。

1 系統結構與儲能接口電路拓撲

柔性并網接口系統結構由配網側換流器(VSC1)、微網側換流器(VSC2)和儲能單元三部分組成,如圖1所示,換流器VSC1和VSC2采用三相兩電平結構。圖中,Ls1,2為濾波電感,us1abc為配網三相交流電壓,is1abc為配網側三相交流電流,uc1abc為換流器VSC1交流側三相電壓,us2abc為微網三相交流電壓,is2abc為微網側三相交流電流,uc2abc為換流器VSC2交流側三相電壓,儲能裝置通過接口單元并接在VSC-LVDC系統的直流母線。

圖1 柔性并網接口系統結構圖

儲能裝置接口單元采用的L-LLC-BDC變換器結構如圖2所示,變換器原邊、副邊均采用全橋結構,變換器的Vin為儲能裝置接口單元的輸入電壓,V0為直流母線電壓。Lm1為勵磁電感,Lr為諧振電感,Cr為諧振電容,Lm2為附加電感。開關管S1-S4為變壓器原邊開關管,S5-S8為變壓器副邊開關管。變換器正向工作為儲能系統放電模式,反向工作為儲能系統充電模式。若令Lm1的電感量與Lm2的電感量相等,則該變換變換器正向與反向的工作原理完全相同,故本文只對該變換器正向工作原理進行分析。開關管S1-S4構成逆變網絡,Lm2、Lm1、Lr、Cr構成諧振腔,開關管S5-S8的反并聯二極管Ds5-Ds7構成整流網絡。

圖2 L-LLC-BDC的電路拓撲

2 L-LLC-BDC的狀態平面分析

2.1 L-LLC-BDC的工作原理

為了簡化分析,假設輸出電容足夠大,輸出電壓V0可始終保持恒定。圖3、4分別為L-LLC-BDC變換器當fs=fr,fsfr穩態時域波形和相應的諧振運行模態。

圖3 L-LLC-BDC穩態時域波形

圖4 L-LLC-BDC的諧振運行模態及等效電路

各模態的工作情況描述如下:

1) 運行模態1:S1和S4處于導通狀態,Lm1被鉗位于輸入電壓Vin,Lm2被鉗位于輸出電壓V0,均不參與諧振。Lr與Cr組成串聯諧振電路。能量經過變壓器流向負載,Ds5,Ds8自然導通。

2) 運行模態2:S1和S4零電壓導通,當電感電流iLr與勵磁電流iLm1相等,此時二次側電流下降為零,能量不經過變壓器流向負載。二極管Ds5,Ds8零電流關斷,不存在反向恢復的問題,實現了ZCS。此模態發生在fs

3) 運行模態3:S1和S4處于導通狀態,能量經過變壓器流向負載,但二次側的電流方向發生變化,此模態發生在fs>fr,Lr與Cr組成串聯諧振電路。能量經過變壓器流向負載,DS6,DS7自然導通。

模態4,5,6為S2和S3處于導通狀態時,變換器在另一半周期的工作狀態,其工作原理與上半周期類似,這里不再贅述。

2.2 L-LLC-BDC諧振電路分析

為了方便推導諧振運行模態的時域和軌跡方程,現定義參數如下:

1) 根據諧振運行模態1的等效電路,時域方程可表示為:

(1)

求解一階微分方程組,定義電流和電壓的規范化系數為:Ibase=Vin/ZrVbase=Vin,可以得到:

(2)

則諧振運行模態1的軌跡方程可表示為:

(3)

2) 根據諧振運行模態2的等效電路。時域方程可表示為:

(4)

求解一階微分方程組,定義電流和電壓的規范化系數為:Ibase=Vin/Z0,Vbase=Vin,可以得到:

(5)

則諧振運行模態2的軌跡方程可表示為:

(6)

3) 諧振運行模態3與模態1的求解方法類似,不同之處在于諧振腔電壓為Vin+V0,因此諧振運行模態3的軌跡方程可表示為:

(7)

同理,可求出諧振運行模態4,5,6的軌跡方程可表示為:

(8)

對于全橋電路來講,在運行模態1內,也就是當fs=fr時,V0=Vin,即V0N=1,則模態1軌跡方程的圓心為(0,0)。基于以上L-LLC-BDC諧振運行模態分析,可以得到其穩態軌跡轉換如圖5所示。

圖5 L-LLC-BDC的穩態軌跡轉換

3 L-LLC諧振電路控制策略

圖6為PI與最優軌跡混合控制的控制系統框圖。當系統穩態時采用PI來進行環路補償,通過調節開關管的頻率來控制輸出電壓。最優軌跡控制法則是當出現負載跳變時,根據控制命令(負載電流值)計算出最佳的開關管導通和關斷時刻來實現兩個軌跡的轉換以保證良好的動態性能。

圖6 PI-最優軌跡控制控制框圖

為了使L-LL-BDC變換器獲得最高效率,一般將工作點設計在諧振頻率點附近,也即工作在運行模態1和模態4。負載越重,軌跡的半徑就越大。當負載從輕載跳變到重載時的PI-最優軌跡控制如圖7所示。

圖7 負載跳變時的控制軌跡

諧振腔電流的有效值為:

(9)

(9)式可變形為:

(10)

由圖8可知,當fs=fr時:

(11)

規范化的諧振電流和勵磁電流為:

(12)

由圖中三角形ABO,可求得uCrN的值為:

(13)

t1時刻的負載電流為輕載時的電流,故可得:

(14)

圖8 fs=fr時的穩態軌跡分析

則t4時刻的uCrN的值為:

(15)

由圖7可知,t2到t3可近似看做是輕載和重載軌跡中間的半圓。因此uCrN(t2)可由(16)式計算得到:

(16)

因此,當負載從輕載跳變到重載時,S1,S2開通時間應該增加ΔTi:

(17)

式中，I=ilr(t1)=ilm1(t1)=V0*T/4Lm1。

同理,可求出當負載從重載跳變到輕載時,S1,S2開通時間應該減少ΔTd:

(18)

4 仿真分析

為了驗證所提控制策略的正確性,通過MATLAB仿真軟件對圖2所示的儲能裝置接口進行了仿真分析,仿真模型參數如表1所示。下面以負載從輕載跳變到重載的仿真結果來說明控制策略的有效性。

表1 系統仿真模型參數

在0.08 s時,負載從輕載到重載跳變,諧振電流在S1,S4開通時為負,S2,S3開通時刻為正,實現了開關管的ZVS,流過整流二極管上電流斷續,實現了整流二極管的ZCS,有效降低了開關管的動態損耗。圖9為負載跳變時輸出電壓波形,在負載跳變時,復合最優軌跡控制的電壓降幅為1.2 V,調節時間為0.6 ms,而PI控制的電壓降幅為1.8 V,調節時間約為8 ms。圖10為負載跳變時諧振腔中諧振電流、諧振電壓的波形。圖11為負載跳變時諧振腔中諧振電流、諧振電壓的軌跡。

圖9 負載跳變時的輸出電壓波形

圖10 負載跳變時的諧振電流與電壓波形

圖11 負載跳變時的諧振電壓與電流軌跡

將仿真結果進行對比分析可以得到:采用復合最優軌跡控制的L-LLC-BDC變換器,實現了開關管的ZVS和整流二極管的ZCS,降低了系統的功耗;開關頻率提高到71 kHz,能有效減小濾波電路與變壓器的體積,提升功率密度;動態響應特性明顯好于PI控制下的動態特性,波動幅度下降30%,調節時間縮短10倍以上,實現了對系統的快速跟蹤;諧振電流與電壓的軌跡干凈,僅需一個周波就可以完成從輕載到重載的跳變,而PI控制的穩態軌跡轉換較多,震蕩較大。

5 結 論

本文將PI-OTC混合控制策略與L-LLC雙向諧振型變換器相結合,提出了基于PI-OTC混合控制的L-LLC-BDC,理論研究及仿真結果表明:L-LLC-BDC有效實現了輸入側開關管的零電壓開通和輸出側整流管的零電流關斷,提高了系統的運行效率;開關管的開關頻率大幅提高,能有效提升設備功率密度;具有良好的動態性能,適用于儲能裝置與微網柔性并網系統中的母線聯接;同時相對于最優軌跡控制,減小了運算的復雜度。