恒流源驅動感性負載電路優化設計與試驗研究

朱友峰,曹玉強,姜明順,丁昌鑫,張曉麒

(山東大學控制科學與工程學院，山東 濟南 250061)

0 引言

隨著電法勘探在地質探測工作中的大量應用，探測中對直流恒流源的需求越來越多[1-2]。在地質探測中，直流恒流源一般都在大電流狀態下工作，在工作時需要非常穩定的輸出，才能保證檢測結果的準確。一旦出現供電電流波動，采集結果將會引入誤差，后續的分析工作將不準確[3]。為了保證直流恒流源的穩定輸出，必須確保恒流源的性能穩定、受負載影響小、電路輸出不隨負載的變化而波動。目前，在實際應用的電法勘探中，直流恒流源在給阻性負載供電時能滿足需求，但是在供電輸出點較遠的情況下，加入較長的電纜后，實際電流達不到設定值[4]。

針對以上問題，對電路的工作原理進行詳細的測試與分析，發現加入電感后電路中出現了交流成分。本文對交流成分產生的原因進行研究，并提出一種電感負載補償電路，使直流恒流源在驅動感性負載時也能達到電流輸出要求，有效提升了直流恒流源的性能。

1 系統框架和工作原理

大功率直流恒流源系統框架如圖1所示。

圖1 直流恒流源系統框架圖

系統主要由市電、電流控制模塊、信號調理模塊、恒流調整模塊、可控交直流轉換模塊和輸出模塊組成。各模塊的功能如下。

①電流控制模塊：設定系統工作電流大小，從而調整回路電流。

②信號調理模塊：包括瞬態電壓抑制單元、濾波單元和電壓跟隨器。保護電路輸入電壓值在安全范圍內，去除高頻噪聲信號，并提高電路輸入阻抗。

③恒流調整模塊：該模塊是控制系統的核心部分，利用集成運放和大功率金屬氧化物半導體(metal oxide semiconductor,MOS)管組成電流負反饋單元，利用硬件電路實現高速負反饋，使電流可以迅速達到設定值。

④可控交直流轉換模塊：將220 V市電轉化為0～250 V的可控直流電壓，為系統負載供電。

⑤輸出模塊：提供開路保護，防止因負載斷路而導致的電壓過高，保證安全。

電流控制模塊接收電流控制信號，并輸出到信號調理模塊，經過濾波與電壓跟隨單元，到達恒流調整模塊。由集成運放和MOS管組成的高速負反饋單元迅速調整，電流達到設定值并由可控交直流轉換模塊為整個回路供電。輸出模塊為系統提供輸出接口和保護，驅動負載進行工作[5]。

2 恒流電路驅動感性負載原理測試分析

2.1 恒流源電路工作流程

恒流源系統的負反饋電路如圖2所示[6-7]。

圖2 負反饋電路

運放U4、電阻R9、R12、R14和Q1組成了恒流電路的閉環負反饋單元。電阻R14是10 Ω精密電阻。該電阻的精度直接影響恒流源電路的電流精度[8]。該電路使用OP07集成運放單元。該運放需要滿足信號范圍寬、用作比較器功能時精度高、能夠在雙極性電壓下工作、具有高開環增益且穩定時間快的特點[9]。大功率MOS-FET的選取需要考慮開啟電壓和開啟速度，并滿足漏極電流和最大漏源電壓達到電路工作時的最大值。本文設計的MOS-FET采用IRF 654A型號。該型號的漏源電壓為250 V，導通電阻為0.14 Ω，漏極電流最大為21 A。開啟和關閉時間分別為60 ns、190 ns。

該單元工作時，0～2 V控制信號首先到達U4的3號引腳，此時MOS關閉，U4的2號引腳電壓為0，比較器的正相輸入端比反相輸入端信號高，那么U4輸出引腳6的電壓接近正極供電電壓。由于IRF654A屬于N-MOS，當柵極電壓大于導通電壓(2～4 V)時，MOS管開始導通，源極電壓即R14上端電壓Ur開始上升。Ur經過反饋回路到達U4的2號引腳，隨著MOS管的調整，Ur逐漸大于控制信號電壓。當U4的反相輸入端電壓大于其正相輸入電壓時，根據比較器的輸出特性，此時電壓的輸出應該接近負極供電電壓，導致MOS管的工作狀態慢慢截止，這會使得R14上的反饋電壓Ur變小，從而形成負反饋，最終電路穩定在設定值[10]。恒流電路的輸出值計算方法如式(1)所示：

(1)

2.2 感性負載電流上升電路分析

在實際應用場合中，負載的性質并不一定是純阻性負載。比如當該恒流源應用于某工程項目中時，從恒流源到負載的距離往往超過幾十米甚至上百米，現場應用發現一旦引入電纜，恒流源的輸出將偏離設定值。試驗時，在回路中串聯100 m電纜模擬現場操作環境。測試系統結構如圖3所示。

圖3 測試系統結構圖

在原有電路基礎上添加電纜后，再次將電流表串入回路進行讀數。為了再現電路引入電纜后的影響，分別在回路中串聯100 m、200 m、300 m電纜進行試驗，并分別讀取電路中的直流電流和交流電流。在試驗測試中發現，串聯不同大小的電感對電路的影響基本相同。考慮電纜的影響，設置不同電流進行測量讀數。

回路直流電流與交流電流對比如圖4所示。

圖4 回路直流電流與交流電流對比圖

從試驗數據分析可知，與純電阻電路相比，加入電感后，電路中出現較大的交流信號。用示波器分別觀察加入電感前后的R14兩端電壓，可得串聯電感前后反饋電壓變化如圖5所示。

圖5 串聯電感前后反饋電壓變化圖

通過圖5可以看出，在反饋電阻R14兩端上，沒有接入電感前交流信號很小；在接入電感后，電路中出現了明顯的交流信號。在只有阻性負載時，負載兩端和MOSFET兩端的交流成分非常小。開關電源的輸出并沒有交流成分，這不是因為開關電源的輸出導致的。當接入負載含有電感線圈時，交流成分陡然上升，例如交流的電流測得為48.59 mA ，而直流的電流測得為45.54 mA，此時10 Ω兩端的直流電壓只有0.455 V。分析可知，這是由于交流成分導致恒流輸出達不到實際的需求。

利用示波器測量負載兩端和MOS管兩端的電壓曲線如圖6所示。

圖6 負載和MOS管兩端電壓曲線

對比圖6可以看出，開關電源兩側輸出的電壓只有直流成分，沒有交流成分，但是負載兩端和MOSFET兩端都出現了交流成分。

2.3 加入電感產生交流成分的原因

電路加入線圈前用示波器探測R14兩端的電壓發現，R14上的電壓成分中并不是單純的直流成分。再次檢查電路的調整過程，可以發現問題出在集成運算放大器與大功率N-MOS的調節上。根據運放的電壓傳輸特性曲線，在U4的同相端3號腳施加0～2 V電壓信號后，6號腳輸出正向電壓最大值Uom+。Uom+驅動MOS管導通，形成了恒流回路。然后在負反饋的作用下，R14上電壓開始上升。運放的輸出電壓變小，MOS管導通程度降低，R14的電壓變小。因此在R14上會產生電壓波動，并不斷調整達到動態平衡。用示波器將時間軸拉長，可以看到未加電感時R14兩端電壓曲線如圖7所示。

圖7 未加電感時R14兩端電壓曲線

對回路中串聯電感的情況與無電感的情況分別進行測量，獲得阻性負載與感性負載電路參數如表1所示。根據回路中出現的交流量可以看出，當加入電纜后，回路中會出現較大的交流信號。

表1 阻性負載與感性負載電路參數

電路中一旦加入電感線圈或者較長的電纜，電路的交流信號量迅速上升，與直流量相疊加達到一種新的平衡狀態。從電路上看，就會出現電路的直流電流與設定值不符的現象。

3 不同解決方案的效果比較

為了在驅動感性負載時電流能達到設定值，使反饋電路能夠正常工作，必須去除電路中的交流信號。利用電容將回路中的交流信號接地，從而使反饋電路中只有直流信號。

3.1 負載并聯電容

在負載兩端并聯電容，使交流信號通過電容。由于負載與MOS管都存在交流信號，故將負載兩端并聯電容。但是根據現場情況分析，在恒流源為負載供電時，需要測量負載中的電容放電曲線。如果在負載兩端并聯電容會影響實際的測試結果。由試驗可以看出，在回路中并聯電容有利于交流信號的濾除，測試效果優于純電感電路。

3.2 反饋電路并聯電容

根據MOS管上源極-漏極信號波形可知，在加入電感后，交流信號增加十分明顯，并直接影響了反饋電路中直流電流的調整。源極和精密電阻串聯，用示波器檢測精密電阻和MOS管之間的電壓波形。MOS管漏極電壓波形如圖8所示。

圖8 MOS管漏極電壓波形

從圖8可以看出，電壓出現了穩定的波動。因此可以在MOS的漏極和地之間并聯一個電容，從而去除交流信號而不影響直流回路的反饋調節。由于交流信號的頻率和幅度隨著控制信號的大小而變化，電容選取耐壓值足夠大的型號進行試驗。此處電容選取100 μF/50 V的電解電容。在回路中并聯電容后，再次進行測試，測得回路中的交流信號與無電感時一致，電流也能及時準確地達到設定值。并聯電容后，MOS管漏極電壓波形如圖9所示。

圖9 并聯電容后MOS管漏極電壓波形

從圖9可以看出，電壓的波動明顯減小，交流分量被過濾掉。在加入電容后，即使串聯大量電纜，恒流源也能夠工作在正常狀態，電流不會出現較大偏差。電容補償前后回路電流測試曲線如圖10所示。此時，電路可以穩定地輸出到設定值，滿足正常工作要求。

圖10 補償前后回路電流測試曲線

4 結束語

本文對流源電路在實際應用中出現的電流偏小現象進行試驗，發現了該電路在驅動感性負載時會出現電流無法達到設定值的問題。對該試驗分析得出，出現恒流源輸出在額定功率下無法達到設定值的原因是反饋電路中出現電壓波動，影響了電路中電流的調整。對電路中出現的交流信號進行試驗測試，并設計試驗去除交流信號的影響，提出一種采用并聯電容的解決方案。利用補償電容法進行試驗，取得較好的試驗效果，解決了驅動感性負載時直流恒流源電流達不到設定值的問題。在恒流源電路的應用中，大部分是小功率驅動。該電路在實際應用中可以實現驅動大功率負載。如果配合相應的接口，該電路可以升級為大電流供電恒流源，將具有較高的實際應用價值。