PAM4技術在光通信應用中的系統分析

朱梅冬 陸建鑫

摘要：以太網發展已經進入了200 G/400 G新階段，4級脈幅調制（PAM4）作為高階調制技術已經進入多個高速光模塊的標準中。無線通信即將進入5G時代，在5G承載網中PAM4調制方式將成為重要的技術方向。對PAM4技術在光通信應用中相關技術及指標做了詳細分析，并給出了PAM4系統仿真方案用以指導系統設計及器件規格定義。

PAM4；線性；誤碼率；帶寬；判決電平

Ethernet has entered into a new stage of 200 G/400 G development. As a high-order modulation technology， 4-level pulse amplitude modulation （PAM4） has been used in the standard of several high-speed optical modules. And PAM4 modulation will become an important technical direction in 5G bearer network. In this paper， the related technologies and specifications of PAM4 technology in the optical communication applications is analyzed in details， and the system simulation scheme of PAM4 is given to guide the system design and device specification definition.

PAM4； linearity； bit error rate （BER）； bandwidth； decision level

隨著大數據、云計算和物聯網時代的到來，流量需求的急劇增長，光器件帶寬提升越來越困難，迫切需要采用復雜調制方式。目前在不歸零碼（NRZ）調制方式升級方案中，4級脈幅調制（PAM4）是最被看好的高階調制方式，它將支持光互聯向更高速率邁進。無線通信進入了5G時代，相比4G時代，承載網流量將有2～3個數量級的提升，在未來5G承載高速光模塊中將廣泛地采用PAM4技術。

多年來，NRZ調制一直是非相干光通信的主要技術，但隨著速率的提升，如200 G/400 G，NRZ調制在色散影響、光電轉換帶寬和成本上遇到了較大的困難。

25 G以上的波特率，在中長距傳輸時，色散的影響開始顯著；光電轉換帶寬在60 Gbit/s以上出現了技術瓶頸，或許要采用新的材料及技術才能不斷突破這個瓶頸；在成本上，在相同的比特速率的條件下，PAM4的波特率只有NRZ的一半，大大降低了光器件的帶寬要求，從而可以降低光器件成本。

PAM4調制方式采用4個不同的信號電平來進行數據傳輸，每個符號周期可以表示2 bit的邏輯信息（0，1，2，3）。由于PAM4信號每個符號周期可以傳輸2 bit的信息，因此要實現同樣的信號傳輸能力，PAM4信號的符號速率只有NRZ信號的一半。實際上PAM4在電氣和電子工程師協會（IEEE）中早已有相應的電接口標準，但由于技術成熟度和成本的原因，沒有形成大規模應用。正在制定的200 G/400 G光電接口標準（IEEE 802.3bs）對PAM4信號的特性及參數進行了深入研究和定義。另外，相對于光器件成本的增加，電驅動芯片成本增加相對較小甚至可以忽略，提升調制復雜度技術上可行，而且更具經濟性，PAM4調制技術成為必然的發展方向。如表1所示，目前50 G以太網標準大部分則會考慮采用PAM4的調制方式。

1 發送技術

1.1 速率轉換

速率轉換主要解決電接口與光接口之間的速率匹配問題。對單波而言，一般速率轉換有3種方式：1路NRZ轉1路PAM4，波特率減半；2路NRZ轉1路PAM4，波特率不變；2路PAM4轉1路PAM4，波特率提升1倍。

對于2路轉1路模式，由于是2個輸入，如果輸出采用簡單疊加的方式，由于延時不一樣，會造成波形變異，時鐘和數據恢復難度大，判決誤碼率高。解決方案是：先進行時鐘同步，再進行不同幅度差相疊加的方法，在電域和光域上進行疊加都是可行的。對于1路轉1路的信號，沒有同步的問題。

在實際應用中，可能還有4路NRZ轉1路PAM4或4路PAM4轉1路PAM4的速率變換模式，與2路轉1路一樣，需要時鐘同步。

1.2 發送機線性要求

由于多電平調制，PAM4對器件的線性度有要求。當線性度差時，PAM4輸出眼圖的3個眼高度不一樣，如圖1所示，上面的眼高小，下面的眼高大，其誤碼率一般取決于最小的眼高。

在IEEE 802.3bs標準中定義了電平間隔錯位度（RLM）[1]，來評估線性度指標，具體如式（1）。

Lmid=（LD+LA）/2

ES1=（LB?Lmid）/（LA?Lmid）

ES2=（LC?Lmid）/（LD?Lmid）

RLM=min（3×ES1，3×ES2，

2?3×ES1，2?3×ES2） （1）

其中，Lmid為平均電平幅度，ES1為LA，LB電平相對Lmid的偏離程度，ES2為LC，LD電平相對Lmid的偏離程度。

RLM的物理意義是與理想電平相比時最大偏移度，IEEE 802.3bs中對電接口要求RLM值≥0.92[2]。

電器件比較容易滿足上述要求。但對于光器件，可能有一定的挑戰，特別是在DML高溫場景下，激光器的P-I曲線工作區線性度可能比較差。這種情況下，通常要求電驅動芯片輸出給光器件的PAM4信號幅度可調，通過這種方法來降低或消除光器件帶來的非線性影響。具體的調整幅度因光器件差異來定，目標是補償其非線性。

1.3 激光器相對強度噪聲

相對強度噪聲（RIN）在NRZ和PAM4中都是很關鍵的指標，它是激光器（LD）自身特性引起的，疊加在光信號上的噪聲。不同的應用場景，該指標有所差異。

這里僅從與NRZ對比的方式給出PAM4系統中，說明相對強度噪聲在PAM系統中的重要性。假設光信號NRZ的光調制幅度（OMA）與PAM4的OMAOUT（外層光調制幅度）大小一樣，PAM4由于有4個電平（如圖2所示），其最小信號約為NRZ的1/3，如果噪聲大小與NRZ一樣的話，PAM4的信噪比要差5 dB左右。因此，PAM4系統應用中對相對強度噪聲有更高的要求。

IEEE 802.3標準族中，如100 G/200 G/400 G標準，有RIN取值的相關定義。在NRZ系統中，如100 G BASE-LR4中RIN最大為-130 dB/Hz，而40 G BASE-FR中RIN最大可以達到-132 dB/Hz。雖然200 G/400 G的標準還未完全定稿，但是從草案中可以查到PAM4系統的相關定義，例如：400 BASE-LR8中的RIN最大為

-140 dB/Hz，400 G-PSM4中RIN最大為-142 dB/Hz。

1.4 信號頻域補償和整形處理

由于信道是具有頻率選擇性衰落，特別是高頻成分，那么則會引起碼間干擾。為了抗信道衰落，可以在發送側，采用信號的頻域補償技術，主要有預加重或去加重技術，目的是為了增強發送信號的高頻分量。這種技術在NRZ系統中比較常見，在PAM4中也可以應用。

整形處理技術具有代表性的是奈奎斯特濾波[3]，其主要原理是通過奈奎斯特脈沖整形來降低發送信號頻譜，而不會惡化碼間干擾。

2 接收技術

2.1 接收機的線性要求

接收側的模擬器件主要有光器件光電二極管（PD/APD）和跨阻放大器（TIA）芯片。一般情況下，PD/APD具有較大的線性工作區。與NRZ的TIA不同，PAM4系統中要求TIA工作在線性區。

信號飽和是信號超出光電器件正常工作范圍，造成信號失真。在NRZ系統中，能承受一定程度的飽和。但在PAM4系統中，飽和時從眼圖上看會直接擠壓3個眼的最上面的一個；嚴重時，中間的眼也會嚴重變形，對信號質量影響很大，誤碼率也隨之急劇惡化。因此，PAM4系統對飽和狀態容忍度比較差。

飽和解決方式可以通過選擇合適的接收光功率工作區域，適當降低TIA增益或后級放大器（如自動增益控制）的增益來避免飽和。

2.2 多電平判決

電平判決是系統中一個重要技術。判決電平幅度的選取直接影響誤碼率，相比NRZ只需1個判決電平，PAM4接收需要3個判決電平，實現更復雜。以下2種情況，判決幅度要實現自適應調整：輸入的模擬信號幅度變強或變弱；輸入信號線性度變化，即眼圖上3個眼高發生變化。

對于時域采樣位置，在眼圖不對稱情況下其中心位置不是最佳采樣點。造成眼圖不對稱的原因可能是系統中的濾波器，也有可能是LD的上升時間與下降時間不一致，造成3個眼在垂直方向上有偏移?？紤]到眼圖的不對稱性，希望接收機采樣位置可進行自適應調整。

2.3 均衡器

均衡器能減少碼間干擾，起到補償作用的濾波器，如：前向反饋均衡（FFE）、判決反饋均衡（DFE）、連續時間線性均衡（CTLE）、最大似然序列估計（MSLE）等，這些技術都可以應用于PAM4系統中。其中，MLSE用最大似然準則從接收信號中估計出正確的序列，性能最好，但算法復雜度較高，延時較長。

3 系統考慮

3.1 光功率預算

功率預算主要考慮出光功率、光調制幅度（OMA）、光鏈路損耗、發射機和色散眼圖閉合度（TDECQ）、多徑干擾（MPI）和接收靈敏度等，PAM4在功率預算計算上與NRZ類似。對于同樣的接收信號幅度，由于PAM4發送4個電平，最小信號眼圖眼高比NRZ的小5 dB左右。因此，相比于NRZ方式，PAM4存在著5 dB左右的調制代價。

3.2 編碼

與NRZ 2個電平不同的是：PAM4有4個電平，分別用0，1，2，3表示。在IEEE802.3bs標準中，有格雷編碼和預編碼，2種碼不是為了糾錯，而是為了降低出錯率。其在信道的編解碼的流程為：發送側按信號流依次為格雷編碼、預編碼[4，5]、PAM4信號輸出，接收側依次為PAM4信號輸入、解預編碼、格雷解碼。

預編碼及其解碼如下（如圖3所示）：其中T為延時一個符號周期，MOD4是除4，取余數。它的好處是在突發誤碼和隨機誤碼時，有1.45 dB的編碼增益。

3.3 抖動

對NRZ信號來說，存在0→1和1→0 2種信號變換模式，只有1個交叉點，如圖4 a）所示。對于PAM4信號來說，一共有12種信號變換模式，交叉點多且離散，如圖4 b）所示。在接收端提取時鐘時，時鐘數據恢復（CDR）電路設計難度相對較大。另外，信號帶寬直接影響了交叉點的離散程度，PAM4交叉點離散程度影響信號抖動，對CDR的設計提出了更高的要求。

3.4 測試碼型

在測試眼圖、消光比、光功率、誤碼率等指標時，需要合適的測試碼序列。NRZ的序列由二進制碼組成，即0/1；PAM4的序列是四進制碼組成，即0/1/2/3。這樣一來，原來用于NRZ系統測試的長度為2n-1的偽隨機序列碼（PRBSn），在PAM4中不適合直接使用。同時，為保證0/1/2/3電平都同等被遍歷到，還要取其反碼，即3-x，最終改造后的碼型稱為PRBSnQ，“Q”的含義為四進制。

IEEE802.3bs標準中定義PRBS13Q、PRBS31Q和四進制短強度隨機碼（SSPRQ）碼型[6]。其中，PRBS31Q碼太長，測試時間長；PRBS13Q碼短隨機性不夠強；SSPRQ碼型碼長適中，容易鎖定，隨機性強度也適中，實際測試中使用最多。

3.5 發射機和色散眼圖閉合度

發射機和色散眼圖閉合度（TDECQ）[7]是測量光發射機的垂直眼圖閉合度，取代傳統的發射機和色散代價（TDP），用于PAM4系統光信號質量的評估測量，詳細的算法參考文獻[3]。

需要說明的是：測量時需考慮最惡劣的色散信道，包含正色散和負色散。其算法的思想是在當前的信噪比下模擬加入高斯噪聲，評估能加多大的噪聲，使符號誤碼率（SER）接近4.8×10-4。

4系統仿真設計

光通信系統的仿真性能評估以誤碼率（BER）為依據，影響BER的因素主要：信號質量、噪聲、干擾。

影響信號質量的因素主要包括帶寬、線性度、抖動、消光比和OMA等。帶寬小，容易產生碼間干擾，可以通過頻域補償的方法緩解，如：預加重和均衡技術；考慮信號線性度時，眼圖中最小的一只眼決定了BER的性能；信號抖動會造成判決位置的偏差，從而影響BER性能；消光比會影響功率預算，進而影響靈敏度；接收光信號的OMA，即接收信號的調制強度，當噪聲不變時，強度越大，BER越小。

噪聲主要包括光域噪聲和電域噪聲。在光域方面，前文已有說明；在電域方面，PD/APD的暗電流和噪聲電流以及TIA的噪聲基本上決定了接收機的靈敏度。

干擾主要包括多徑干擾、色散、信道選擇性衰落。多徑干擾主要是由多個連接器來回反射后，疊加到光信號上，相當于噪聲；色散會使脈沖展寬，帶寬變??；信道選擇性衰落主要是較高頻率選擇衰落，類似于低通濾波器。

收發系統的仿真框圖如圖5所示。與NRZ仿真系統相比，其最大的不同點主要體現在發送側的PAM4信號發生器和接收側的性能分析模塊（支持PAM4眼圖分析）上，其次是對驅動器和TIA有線性要求。

仿真可信性主要取決于鏈路器件仿真模型的準確度，在實際仿真中需要結合測試來提升器件建模參數準確性。由于PAM4技術實際上沒有大規模應用，應用經驗缺乏，仿真可以指導系統設計及相關器件規格定義。以帶寬仿真為例，發送和接收的信號的濾波器都選用二階貝塞爾濾波器。帶寬為1倍波特率（BAUD）時的眼圖如圖6 a）所示，眼圖中的3個眼的眼皮很薄，BER很小。

圖6 b）為發送的濾波器帶寬為0.4倍BAUD時的眼圖，眼圖中眼皮很厚，碼間干擾較大，BER性能差。

圖7的曲線圖是在一定條件下的帶寬與誤碼關系的曲線。從圖7中可以看出：當帶寬逐漸地變大時，BER（log）值近似直線下降。

5 結束語

目前，多個光模塊標準采用了PAM4作為光調制方式；但是相關技術產品沒有進入規模部署，特別是在電信應用場景中對光模塊的可靠性及距離要求高。PAM4光通信系統設計需要全面考慮發送、接收及光路各種因素的影響，結合實際應用推進PAM4技術產業鏈成熟度，為5G承載網高速、可靠、規模部署做好準備。

參考文獻

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