一種自取能低功耗電子式電流互感器的設計

陳 昊

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一種自取能低功耗電子式電流互感器的設計

陳 昊

（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350116）

電子式電流互感器是電磁式電流互感器的升級換代產品。目前對基于電磁取能技術實現的低功耗電子式電流互感器的研究，主要集中在解決小電流時的取能死區(qū)問題和大電流時的抗飽和問題，對電磁取能模式下測量的可靠性及穩(wěn)定性研究不夠。為此，本文設計了一種電磁取能結合蓄電池供電的低功耗電子式電流互感器，在高電位經單片機及CPLD將一次被測電流信號轉換成FT3報文格式，經光纖直接傳送到站控層。樣機具有0.1S級準確度，功耗僅為41mW，已通過了國家級型式試驗，目前正在掛網試運行。

電磁取能；低功耗；高精度；相位誤差跳變；電子式電流互感器

隨著智能電網的推進，對數字化產品的要求越來越高，數字變電站作為數字電力系統的重要組成部分，需要數字輸出的互感器，而且傳統互感器存在鐵磁諧振、磁飽和、動態(tài)范圍小、絕緣結構復雜以及有油易燃、易爆炸等問題，這就催生了電子式互感器[1-4]。根據IEC 60044-8標準，電子式電流互感器（electronic current transformer, ECT）可分為光學電流互感器（optical current transducer, OCT）、空心線圈式電流互感器（rogowski coil current transformer, RCCT）和低功率電流互感器（low power current transformer, LPCT）3種[5-6]。其中，RCCT及LPCT的技術較為成熟，運行經驗多，具有實用化優(yōu)勢[7]。國家電網曾經推廣使用RCCT，但經過一段時間的運行后，發(fā)現故障率過高。2012年國家電網發(fā)布了《關于切實加強電子式互感器運行管理的通知》，要求全部RCCT退出運行，說明其可靠性和安全性尚不能滿足實用要求。目前LPCT以其功耗低、絕緣性好、測量準確度高以及智能化在中低壓的測量中逐漸涌現出來，而對LPCT的研究主要圍繞低功耗及取能寬范圍兩方面，忽略了互感器穩(wěn)定性、實用性及產品化的特性，鮮有應用于實際的產品[8-10]。

因此，本文根據ECT原理設計了一種基于LPCT的低功耗電子式電流互感器，不僅具有低功耗及寬取能范圍的優(yōu)勢，而且能夠保證其實用性。取能方式采用高壓母線電磁取能與蓄電池配合的聯合供電方式，取能范圍能夠達到0%～120%額定輸入電流。系統電路功耗低于41mW，精度可達到0.1S級。系統在高壓端即完成數字化，輸出為通用報文協議信號，可直接連入電網站控層使用。高低壓端通過光纖連接無直接電氣聯系，絕緣可靠成本低，具備產品化能力。在實驗過程中發(fā)現電磁取能引起數字化校驗的相位誤差跳變現象，分析了跳變產生原因并提出相應的解決方案，保證了實驗室環(huán)境下電子式電流互感器的數字化校驗工作的正常進行。

1 低功耗電子式電流互感器設計

本文設計的ECT由電磁取能模塊和基于LPCT的信號處理模塊兩部分構成，兩個模塊均置于高壓端，以LPCT為高壓側傳感單元，電磁取能模塊為其數據處理電路供電，在高壓端進行數字化后通過光纖將數字信號直接傳送至站控層。

1.1 電磁取能模塊設計

對于電磁取能的研究集中于小電流取能及大電流防飽和，且主要停留在理論仿真成果或者簡單實驗層面上，而目前產品級高壓取能電源僅能夠實現30A電流起動[11]。隨著科學技術的發(fā)展，未來ECT朝著低功耗方向邁進，因此對取能模塊所提供的功率要求越來越低，而且隨著蓄電池耐高溫、大容量等方面技術的發(fā)展，取能小電流死區(qū)問題完全能夠通過電磁取能配合蓄電池的方案得以很好的解解決。因此本文提出了一種基于反激電路的電磁取能方法并與蓄電池進行配合，能夠實現零電流起動。

取能電路基于反激電路構成，總體結構如圖1所示。由于高溫大容量蓄電池電壓的局限，因此設計取能電源為輸出電壓12V。反饋控制芯片NCP1234作為主控器接收輸出端光電耦合器LTV-357T的反饋信號調節(jié)輸出的PWM信號控制開關管IRFR220N的開斷，進而控制輸出電壓穩(wěn)定在12V。而NCP1234控制IRFR220N開通時能量通過反激變壓器轉換成電磁能儲存起到電荷泵的作用，不僅所用器件少電路結構簡單，而且可以實現輸入與輸出的隔離。

無源充放電控制電路對蓄電池進行控制，電路如圖2所示。光電耦合器TLP127將反激變壓器一次側輸入電壓情況反饋到二次側。當一次側電壓高于基準2.5V時光耦發(fā)射端無輸出、接收端斷開，輸出電能由一次側取能線圈提供并對蓄電池進行充電；當一次側電壓低于基準2.5V時光耦發(fā)射端有輸出、接收端導通，取能模塊通過蓄電池提供電壓輸出。本文設計的取能模塊蓄電池放置于高壓端，無需長引線保證了供電的可靠性。蓄電池放置于高壓端環(huán)境溫度較低壓端高得多，因此選擇可承受溫度范圍-20℃～80℃的可充電高溫鋰電池，輸出電壓11.1V，容量30Ah。蓄電池充滿電時，能保證母線完全斷電時為后續(xù)電路持續(xù)供電4個月，增強了互感器運行的可靠性和穩(wěn)定性。

圖1 取能模塊整體結構

圖2 無源充放電控制電路

1.2 基于LPCT的信號處理模塊設計

信號處理模塊通過LPCT將母線上電流信息采集后傳送到后續(xù)采樣電路、數據處理及傳輸電路轉換成光信號輸出，結構如圖3所示。

圖3 測量模塊結構

測量模塊的精度及功耗決定著電流互感器的精度與功耗，因此對于測量模塊的設計至關重要。本文考慮以下幾方面降低功耗：①減少各模塊的外部電路；②通過對內部特別功能寄存器編程，不使用的功能模塊使其停止工作，減少系統無效功耗； ③一般運放、單片機等電子器件的工作電壓越高，內部晶體管在放大區(qū)的工作時間也越長，功耗也就越大，為了降低系統功耗，將工作電壓控制在1.8～5V范圍內。

1）采樣電路

采樣電路由LPCT以及模數轉換電路構成，主要用于采集母線上的電流信號。

LPCT將一次側的大信號轉換成小信號輸出，需要較高的測量精度與較寬的測量范圍，因此本文的LPCT鐵心材料選用微晶合金，匝比為1∶3000，準確度可達0.02。采樣電阻sh參數與溫度有關，環(huán)境溫度變化會影響其阻值進而影響互感器測量精度，因此選擇金屬箔特制的超低溫漂精密航空電阻，精度誤差為0.01%，溫度系數低于5×10-6。AD采樣芯片的選擇主要考慮功耗問題，選擇16位低功耗ADS8867芯片，功率消耗僅需0.7mW。

由于采樣電阻小得到的采樣電壓偏小直接測量很難保證測量精度，因此在輸入信號和AD采樣之間設置THS4531全差分放大器。其高輸入阻抗和低輸出阻抗在信號源和AD采樣之間提供了一個緩沖，且其差分信號輸出避免了共模信號的干擾及參考點電壓浮動的問題。全差分放大器輸出連接RC濾波器減弱來自AD采樣開關電容器輸入級的反沖噪聲，并且作為一個抗混疊濾波器限制了前端電路產生的寬頻帶噪聲。

全差分放大器選用低功耗、低失真、低噪聲的THS4531A，令3=4=5=6=1.5kW，放大器增益v=1。利用TINA軟件對AD采樣電路進行仿真，仿真電路如圖4所示，仿真中使用ADS8881代替ADS8867，其所得到電路仿真效果相同。

圖4 全差分放大及AD采樣仿真電路

電路仿真結果如圖5所示，結果表明所設計的電路能夠將浮空的輸入電壓信號不失真地傳遞給AD采樣芯片，并且輸出的采樣信號能將輸入的模擬信號很好地還原。

圖5 AD采樣電路仿真結果

AD采樣芯片在模數轉換過程中需要穩(wěn)定的基準電壓，而基準電壓的抖動會嚴重影響互感器的數字化準確性，誤差關系為

式中，in為輸入電壓；ref為電壓基準理想值；為電壓基準噪聲；為AD采樣位數。

在一次側電流大小為額定電流1%時，電壓基準的噪聲造成的誤差如圖6所示，最高可達到0.13%。另外，在小信號情況下，測量易受到外界信號的干擾，為了保證測量精度，使用5V電壓基準，相比于3V的電壓基準，功耗增加0.2mW，但能夠保證互感器的精度。

圖6 電壓基準抖動誤差

為了避免由于電壓基準的抖動造成模數轉換誤差，本文利用標準電壓基準結合超低功耗驅動濾波器OPA333對電壓基準噪聲進行濾波，電路如圖7所示。

圖7 電壓基準濾波器

OPA333使用專有自動校準技術，能夠提供極低的失調電壓，2和2引入雙反饋生成一個比低通濾波器設定頻率低10倍的截止頻率，對電壓基準的電壓抖動進行補償。3和3構成低通濾波器能夠減少AD采樣芯片的寬頻帶噪聲。通過設置電壓基準濾波器能夠控制電壓基準噪聲小于1/2LSB。

2）數據處理與傳輸電路

AD采樣獲得的采樣數據輸入數據處理與傳輸電路進行數據處理形成FT3報文數據發(fā)出。使用單片機進行數據處理能夠使系統功耗降低，但若使用單片機同時進行數據的采集處理以及數據的合并時，則在數字傳輸過程中易受到采集過程的影響導致時序紊亂進而造成測量誤差[12-14]。因此本文將兩個過程分立，選擇小容量的CPLD作為合并單元，而僅使用單片機進行數據的采集處理。利用CPLD內部穩(wěn)定的時序控制功能調節(jié)單片機的時序，降低因時間抖動造成的誤差。

本文選擇微功耗STM32L053型單片機；CPLD采用Altera公司生產的低功耗、低成本EPM570T100C5N；電光轉換采用高速、低功耗、線性HFBR-1414TZ型號器件。

單片機、CPLD通過程序配合完成數據的采樣及處理，程序流程如圖8所示。單片機在CPLD產生的4K采樣脈沖下進行數據采集，通過同步串行方式將16位數據輸入單片機。CPLD的固定頻率喚醒單片機，一旦完成數據采集后單片機，即進入休眠狀態(tài)能使功耗降低85%。單片機獲得采樣數據后，利用I/O口將數據并行輸出至CPLD，CPLD內部的發(fā)送模塊將數據按IEC 60044-8規(guī)定的FT3固定長度幀格式經CPLD的I/O口輸出驅動電光轉換器，輸出幀波特率為2.5Mbit/s。電光轉換器將接收到的報文數據轉換為光信號經光纖傳輸到站控層，其中微功耗超高亮LED和靜態(tài)電流為0.05mA的微功耗運放使得光電模塊的功耗僅1mW。在數據采樣及報文發(fā)送過程中，每一幀報文發(fā)送完畢需要100ms，因此采樣脈沖間隔設置為250ms，保證在報文發(fā)送完成后進行下一個周期的數據采樣。

圖8 程序流程

2 性能測試

2.1 整機實驗

按照上述兩個模塊搭建了一臺適用于110kV電力網絡的低功耗電子式電流互感器樣機，樣機如圖9所示。所有電路均放置于高壓端，電磁環(huán)境惡劣，為了提高系統的電磁兼容性，將系統安裝在屏蔽盒內，樣機輸出端僅經過光纖連接，減少與外界接觸。實驗中由GDSL-82-600A大電流發(fā)生器提供一次側額定300A電流，測量得到的數據通過光纖經絕緣傘輸出至NT705電子式互感器校驗儀后與HL-53SC精密電流互感器得到的標準信號進行比較，在上位機顯示實時測量數據。實驗測得樣機平均功耗低于41mW，光纖中通信波特率可達2.5Mb/s。

圖9 低功耗電子式電流互感器樣機

2.2 相位誤差跳變實驗

電磁取能是一個非線性的能量轉換過程，文獻[15-16]提出在實驗室條件下，當含有自取能裝置的ECT作為一個大電流發(fā)生器的惟一負載時，這種非線性取能會引起一次電流的波形畸變，而這一現象不會對測量信號產生干擾。

本文所設計的含自取能的ECT，在實驗過程中同樣出現了一次電流波形輕微畸變現象，如圖10所示。而在使用電子式互感器校驗儀對ECT進行數字化高精度校驗的過程中，一次畸變的電流引起ECT校驗結果的相位誤差出現跳變，如圖11所示，影響測量工作的準確性。

圖10 一次電流波形畸變

圖11 相位誤差跳變測量結果

大電流發(fā)生器的基本原理如圖12所示，自耦變壓器進行調壓輸出接入一個功率變壓器。根據功率守恒定則11=22，輸入功率變壓器的功率等于輸出功率變壓器的功率，因此通過設置功率變壓器一次側匝數多、二次側匝數少來降低輸出電壓以獲取大的輸出電流[17-18]。

圖12 大電流發(fā)生器的原理圖

實驗所使用的GDSL-82-600A大電流發(fā)生器額定輸出電流600A、額定輸出電壓6V。

大電流發(fā)生器為電流源，根據式（2）可知其實際輸出電壓o及實際輸出功率o與其輸出所接負載即所連接的大電流導線阻值L有關。為了在額定600A輸出電流時獲得額定6V輸出電壓就要求輸出端接入阻值為10mW、可承受3600VA以上功率的大電流導線。而實驗測得截面積160mm2、額定電流800A的標準大電流導線線阻0.4mW，大電流發(fā)生器輸出功率僅為額定輸出功率的1/25，幾瓦的非線性取能對電流源的影響無法忽略，導致一次側電流波形產生輕微畸變。

波形出現非線性失真是非線性取能的真實反映，因此需要電流源具有大的輸出功率以保證非線性取能不會對其電流波形造成影響，而在真實電網上電流波形完全取決于大規(guī)模的用戶負載電流，其線路能夠提供的功率極大，幾瓦的微小取能不會影響電流的波形[15-16,19]。因此，針對實驗室電流源功率不足導致校驗過程中相位誤差異常的問題，可通過以下方案進行改進：①通過增加大電流發(fā)生器的輸出電阻，提高輸出電壓進而增加輸出功率，但該方法受限于所增加電阻的額定功率使得其輸出電流可調節(jié)范圍較小；②通過兩套電流源設備將測量與取能分離，排除取能對測量系統的影響。對所述方案進行了實驗，實驗中一次電流波形如圖13所示為標準正弦波未發(fā)生波形畸變，且測量系統的校驗過程無相位誤差跳變現象發(fā)生，校驗工作能夠正常 進行。

圖13 一次側電流波形

2.3 取能實驗

將取能裝置單獨套接在電流源輸出大電流導線上，輸出接2kW電阻負載，分別測量取能裝置接入蓄電池與未接蓄電池兩種情況下負載電阻的輸出電壓，測試結果見表1。實驗結果表明：①當一次側電流低于6A時，輸出由蓄電池提供；②當一次側電流高于6A時，輸出由電磁取能提供，輸出電壓基本穩(wěn)定在12V，電源輸出功率不少于5W。在15天的測試運行中，蓄電池與電磁取能配合良好未出現斷電情況。

表1 取能模塊實驗數據

2.4 性能試驗

樣機在中國電力科學研究院武漢電力工業(yè)電氣設備質量檢驗測試中心進行了型式試驗如圖14所示，試驗內容包括基本準確度試驗、一次端工頻耐壓試驗、局部放電測量及雷電沖擊試驗。

本文設計的低功耗電子式電流互感器按照GB/T 20840標準的誤差要求，在0～120%額定電流范圍內對樣機進行了準確度試驗，圖15為樣機試驗誤差曲線。

圖14 試驗現場

圖15 樣機試驗誤差曲線

由圖15可見，所設計的樣機比差及相位誤差都在標準規(guī)定的上下界限范圍內，樣機滿足0.1S級準確度要求。

工頻耐壓試驗、局部放電測量及雷電沖擊試驗均滿足標準要求，樣機絕緣安全可靠。

2.5 掛網試運行

目前樣機已在110kV變電站掛網試運行，現場測量結果誤差小于0.02%，樣機無噪聲及發(fā)熱現象，運行穩(wěn)定可靠，測量準確度滿足0.1S準確級。

圖16 掛網運行現場

3 結論

本文設計了一種自取能的低功耗電子式電流互感器，將一次電流信號在高電位進行數字化，并在高壓端直接獲得FT3報文信息輸出，可直接連入電網站控層使用。供電采用電磁取能結合蓄電池方式，能夠實現零電流起動，有效提高了取能范圍，并解決了實驗室環(huán)境下電子式電流互感器數字化校驗過程中的相位誤差跳變問題。通過試驗及掛網試運行驗證，所設計的電流互感器精度可達0.1S準確級，系統功耗低于41mW，絕緣耐壓性能可靠，具備產品化能力。

[1] 袁季修, 盛和樂, 吳聚業(yè). 保護用電流互感器應用指南[M]. 北京: 中國電力出版社, 2004.

[2] 王建華, 張國鋼, 耿英三, 等. 智能電器最新技術研究及應用發(fā)展前景[J]. 電工技術學報, 2015, 30(9): 1-11.

[3] 尚秋峰, 楊以涵, 高樺. 一種高準確度有源光學電流互感器的研制與校驗[J]. 電工技術學報, 2005, 20(3): 105-110.

[4] 王少奎. 電子式電流互感器的發(fā)展現狀及研制難點[J]. 變壓器, 2003, 40(5): 20-25.

[5] 馬自偉, 謝靜. 變電站常用電流互感器簡述[J]. 電氣技術, 2017, 18(1): 133-136.

[6] 范紅勇, 李紅斌, 張艷. 電子式電流互感器的一種高壓側低功耗信號調制方法[J]. 高壓電器, 2006, 42(5): 388-389, 392.

[7] 邱紅輝, 段雄英, 鄒積巖. 基于LPCT的激光供能電子式電流互感器[J]. 電工技術學報, 2008, 23(4): 66-72.

[8] Ramboz J D. Machinable rogowski coil, design, and calibration[J]. IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, 1996, 45(2): 511-515.

[9] 張可畏, 王寧, 段雄英, 等. 用于電子式電流互感器的數字積分器[J]. 中國電機工程學報, 2004, 24(12): 104-107.

[10] Ray W F, Hewson C R. High performance Rogowski current transducers[C]//IAS 2000-CONFERENCE RECORD OF THE 2000 IEEE INDUSTRY APPLICATIONS CONFERENCE, VOLS 1-5, 5. Aoma.Italy, 2000: 3083-3090.

[11] 王智博. 電流互感器取電電源的研究與設計[D]. 杭州: 浙江大學, 2015.

[12] 王贊, 縱飛, 王偉, 等. 輸電線高電位取能電源的研制[J]. 電網與清潔能源, 2010, 26(6): 23-27.

[13] 武可, 王靜麗, 陳曉瑞, 等. 高壓側電容取能電源的研究[J]. 電氣制造, 2014(6): 54-56, 60.

[14] 魯帆, 周健瑤, 趙行, 等. 結合超級電容與鋰電池的CT取能電源研究[J]. 電測與儀表, 2015, 52(6): 89-95, 112.

[15] 劉忠戰(zhàn). 電子式電流互感器高壓側自勵源供能方法研究[J]. 高壓電器, 2006, 42(1): 55-57.

[16] 劉忠戰(zhàn), 王偉, 鄭林, 等. 有源電子式互感器實現準無源化的改進[J]. 高壓電器, 2011, 47(10): 93-96.

[17] 李振華, 李紅斌, 張秋雁, 等. 一種高壓電子式電流互感器在線校驗系統[J]. 電工技術學報, 2014, 29(7): 229-236.

[18] 趙屹濤. 升壓器與升流器的原理和使用[J]. 互感器通訊, 1996(4): 10-13.

[19] 丁穎, 韓冬, 王勇. 變電設備及運行處理[M]. 北京: 中國電力出版社, 2007.

[20] 王云, 胡裕峰, 鄒志堅, 等. 一種線性測量的光纖電壓傳感器[J]. 電氣技術, 2017, 18(12): 118-121, 125.

Design of low power electronic current transformer with self energy harvesting

Chen Hao

(College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 350116)

The electronic current transformer is the upgrading product of the electromagnetic current transformer. At present, the research of low power electronic current transformer based on electromagnetic energy harvesting technology is mainly focused on solving the problem of the dead zone of small current and anti-saturation of large current, and not enough research on the reliability and stability of the measurement under the electromagnetic energy acquisition mode. In this paper, a low power electronic current transformer, which is powered by electromagnetic energy harvesting and battery, is designed, which converts a measured current signal into a FT3 message format through a single chip computer and CPLD, and transmits directly to the station control layer through the optical fiber. The prototype has 0.1S class accuracy and power consumption is only 41mW. It has passed the national test and is now testing running on the power grid.

electromagnetic energy harvesting; low powe; high precision; phase error hopping; electronic current transformer

2018-06-23

陳 昊（1993-），男，碩士研究生在讀，研究方向為智能電網電壓電流傳感器研究。