受正弦擾動的線性系統(tǒng)的無靜差控制?

林 華， 宿 浩， 唐功友

(中國海洋大學信息科學與工程學院， 山東 青島 266100)

在實際應用中，幾乎所有的控制系統(tǒng)都會受到來自外部的擾動信號。系統(tǒng)的外部擾動往往使得控制系統(tǒng)的性能明顯減弱，甚至使閉環(huán)系統(tǒng)無法正常工作。在實際系統(tǒng)中，具有正弦特性或周期性特性的擾動是很常見的擾動形式，如飛機飛行振動控制系統(tǒng)[1]、海洋平臺振動實時控制系統(tǒng)[2]、工業(yè)噪聲減振控制、汽車振動減振控制系統(tǒng)等都是在具有正弦特性或周期性特性的擾動下工作的。因此，研究如何減弱或者抑制外部擾動信號對控制系統(tǒng)性能的影響，對實際工程實踐有重要的意義。

對于受擾系統(tǒng)的擾動抑制問題，通常前饋反饋算法較經(jīng)典的反饋控制有更好的擾動抑制效果，例如文獻[3]針對正弦擾動的控制系統(tǒng)，給出了一種前饋反饋的擾動抑制算法。前饋控制的缺點是需要增加擾動傳感器實時測量擾動信號。對于已知頻率、未知振幅和初相角的不可測量的正弦擾動，或其它不可測量的恒值擾動，比較有效的擾動抑制控制方案包括自適應控制[4-5]和預測控制[6-7]等，這些方法對于具有持續(xù)擾動(如正弦擾動)的抑制在一定范圍內(nèi)都會存在不同程度的靜差。基于內(nèi)模原理的控制器設計可以保證閉環(huán)系統(tǒng)實現(xiàn)無靜差擾動抑制，目前利用內(nèi)模原理主要是針對擾動的不穩(wěn)定模態(tài)設計擾動抑制控制器[8-9]。文獻[10]利用內(nèi)模原理設計了一種受正弦擾動的系統(tǒng)的無靜差擾動抑制控制器，這種控制器要求正弦擾動是可測量的，控制器中包含了前饋控制的分量。

本文針對受外部持續(xù)正弦擾動的n階線性系統(tǒng)，提出了一種設計無靜差擾動抑制控制器的設計方法。設計的動態(tài)狀態(tài)反饋控制器具有二階動態(tài)特性。通過設計控制器中的n+2個參數(shù)，可以使閉環(huán)系統(tǒng)的極點任意配置，從而保證了閉環(huán)系統(tǒng)的指數(shù)漸近穩(wěn)定性。利用內(nèi)模原理，通過在控制器中嵌入正弦擾動的模態(tài)矩陣，保證了閉環(huán)系統(tǒng)的無靜差擾動抑制。

1 問題描述

考慮受正弦擾動的線性系統(tǒng)

(1)

式中：x∈Rn、u∈R、w∈R分別是狀態(tài)向量、控制輸入和擾動輸入；x0是初始狀態(tài)向量；A,B為適當維數(shù)的常量矩陣，假設矩陣對(A,B)是完全能控的。不失一般性，可將系統(tǒng)(1)描述為能控規(guī)范型形式，即

(2)

假設外部擾動w(t)為正弦特性：

w(t)=asin(ωt+b)。

(3)

式中：頻率ω是已知的，振幅a和初相位b是未知的。并假設外部擾動w(t)是物理不可測量的。

在實際系統(tǒng)中，由公式(3)描述的外部擾動是普遍存在的，如工業(yè)生產(chǎn)過程中，來自50 Hz工頻干擾的電壓信號，其頻率是已知的，但初相位和干擾的振幅是未知的。

本文的研究目的是對于由公式(1)描述的線性系統(tǒng)，如何設計反饋控制律，實現(xiàn)對正弦擾動公式(3)的無靜差擾動抑制。

2 無靜差控制律的設計

(4)

式中

(5)

對于傳統(tǒng)的內(nèi)模原理設計方法，總是考慮在閉環(huán)系統(tǒng)內(nèi)嵌入系統(tǒng)擾動或系統(tǒng)參考輸入的不穩(wěn)定的模態(tài)，其目的是抵消系統(tǒng)外部輸入的不穩(wěn)定模態(tài)引起的閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。基于內(nèi)模原理的設計方法，本文試圖在閉環(huán)系統(tǒng)中嵌入純虛數(shù)極點模態(tài)，并提出設計鎮(zhèn)定控制器的設計方法。

我們設計如下動態(tài)控制律：

(6)

將動態(tài)控制律(6)代入系統(tǒng)(1)，得到系統(tǒng)(1)的閉環(huán)系統(tǒng)：

(7)

圖1示出了閉環(huán)系統(tǒng)(7)的結(jié)構圖。

我們的目的是設計2×n矩陣H和n階行向量k使得：

(I)閉環(huán)系統(tǒng)(7)的極點可以任意配置，即可使閉環(huán)系統(tǒng)(7)漸近穩(wěn)定，且當擾動w(t)≡0時，狀態(tài)向量x(t)可以以任意預先給定的指數(shù)速率趨向于0。

(II)當擾動w(t)由(3)描述時，閉環(huán)系統(tǒng)(7)可以實現(xiàn)無靜差擾動抑制，即：狀態(tài)向量x(t)滿足：

(8)

圖1 系統(tǒng)結(jié)構圖Fig.1 System structure diagram

由公式(7)可知，閉環(huán)系統(tǒng)是一個(n+2)階系統(tǒng)。我們知道，要使閉環(huán)系統(tǒng)(7)的極點可以任意配置，在控制律公式(6)的2×n矩陣H和n階行向量k中，至少要有(n+2)個自由分量可供我們設計。又要使控制律(6)的結(jié)構盡量簡單，我們希望控制律公式(6)的2×n矩陣H和n階行向量k中分量可供我們設計的自由分量個數(shù)越少越好。依據(jù)這一設計原則，我們選擇2×n矩陣H和n階行向量k的結(jié)構為：

(9)

k1,k2和hi(i=1,2,…,n)為待定的常數(shù)。

我們先給出主要結(jié)果：

定理1設計受正弦擾動(3)的線性系統(tǒng)(1)的動態(tài)反饋控制律公式(6)。適當選擇控制器參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)，閉環(huán)系統(tǒng)公式(7)的極點可以任意配置。

(10)

(11)

λn+2+(k2-an)λn+1+(ω2+k1-an-1)λn+

[hn+ω2(k2-an)-an-2]λn-1+

[hn-1+ω2(k1-an-1)-an-3]λn-2+

(hn-2-ω2an-2-an-4)λn-3+…+(h3-ω2a3-a1)λ2+

(h2-ω2a2)λ+(h1-ω2a1)。

(12)

預先給定閉環(huán)系統(tǒng)公式(10)的(n+2)個極點λi(i=1,2,…,n+2)，則有：

(13)

其中：

(14)

比較公式(12)和(13)等號右邊λ的同次冪系數(shù)，得到：

hn+ω2(k2-an)-an-2=βn-1，
hn-1+ω2(k1-an-1)-an-3=βn-2，
hn-2-ω2an-2-an-4=βn-3，
…
h3-ω2a3-a1=β2，
h2-ω2a2=β1，
h1-ω2a1=β0，
k2-an=βn+1，
ω2+k1-an-1=βn。

(15)

求解(15)得：

hn=an-2-ω2βn+1+βn-1，
hn-1=an-3+ω2(ω2-βn)+βn-2，
hn-2=an-4+ω2an-2+βn-3，
…
h3=a1+ω2a3+β2，
h2=ω2a2+β1，
h1=ω2a1+β0，
k2=an+βn+1，
k1=an-1-ω2+βn。

(16)

綜上分析，只要按(16)選取控制器參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)，則閉環(huán)系統(tǒng)(10)的極點可以任意配置。

推論1設計受正弦擾動(3)的線性系統(tǒng)(1)的動態(tài)反饋控制律(6)。適當選擇控制器參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)，如果系統(tǒng)擾動w(t)≡0，閉環(huán)系統(tǒng)(7)可以是指數(shù)漸近穩(wěn)定的，且狀態(tài)向量x(t)可以以任意預先給定的指數(shù)速率趨向于0。

證明 令系統(tǒng)擾動w(t)≡0，則閉環(huán)系統(tǒng)(10)可以寫為：

(17)

類似于定理1的證明，預先給定閉環(huán)系統(tǒng)(17)的(n+2)個具有負實部極點λi(i=1,2,…,n+2)，按(16)設計控制器參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)，則閉環(huán)系統(tǒng)(7)是指數(shù)漸近穩(wěn)定的。不妨令

(18)

顯然，閉環(huán)系統(tǒng)(17)的解滿足：

(19)

式中M是足夠大的正常數(shù)。又由于是任意給定的具有負實部的常數(shù)，所以且狀態(tài)向量x(t)可以以任意預先給定的指數(shù)速率趨向于0。

注1：定理1的證明不僅證明了閉環(huán)系統(tǒng)(10)的極點可任意配置，而且給出了動態(tài)反饋控制律公式(6)的參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)的選取公式(16)。

定理2設計受正弦擾動(3)的線性系統(tǒng)(1)的動態(tài)反饋控制律公式(6)。按公式(16)選取控制器參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)，則閉環(huán)系統(tǒng)公式(7)關于狀態(tài)向量x(t)是漸近穩(wěn)定的，從而實現(xiàn)對系統(tǒng)公式(1)的無靜差擾動抑制，即公式(8)成立。

證明 令

ei(t)=vi(t)+zi(t),i=1,2。

(20)

由(4)和(7)得：

(21)

(22)

注2： 由定理2不僅說明了利用受正弦擾動(3)的線性系統(tǒng)(1)的動態(tài)反饋控制律公式(6)可以實現(xiàn)無靜差擾動抑制，而且給出了動態(tài)反饋控制律公式(6)的參數(shù)k1,k2和hi(i=1,2,…,n)的選取公式(16)。

3 示例仿真

考慮受正弦擾動(3)的3階線性系統(tǒng)(1)，其中：

假設系統(tǒng)的輸出為y(t)=x1(t)。系統(tǒng)的初始條件為：

x1(0)=x2(0)=x3(0)=0，

a=2,b=0。

以下作者利用本文提出的動態(tài)控制律算法公式(6)與狀態(tài)反饋控制律對該系統(tǒng)的控制效果進行比較。在兩種控制律控制效果的討論中，假設選擇狀態(tài)反饋控制閉環(huán)系統(tǒng)的極點為：

s1=-1+j,s2=-1-j,s3=-2。

狀態(tài)反饋控制律及設計過程從略。

設計動態(tài)控制律公式(6)，由公式(11)得閉環(huán)系統(tǒng)公式(7)的系數(shù)矩陣為：

本文分2種情形討論動態(tài)控制律公式(6)的控制效果。

給定閉環(huán)系統(tǒng)公式(7)的(n+2)=5個極點：

s1=-1+j,s2=-1-j,s3=-2,s4=-3,s5=-4。

則由公式(12)、(13)和(14)得：

β0=48,β1=100,β2=94,β3=46,β4=11。

再由公式(16)得到控制器參數(shù)：

h3=92-11ω2，
h2=ω2(ω2-46)+100，
h1=-2ω2+48，
k2=10，
k1=-ω2+47。

圖2示出了ω=0.5π時的系統(tǒng)仿真曲線。

圖2 ω=0.5π時的系統(tǒng)仿真曲線Fig.2 Simulation curves of the system when ω=0.5π

圖3示出了ω=π時的系統(tǒng)仿真曲線。

圖3 ω=π時的系統(tǒng)仿真曲線Fig.3 Simulation curves of the system when ω=π

圖4示出了ω=1.5π時的系統(tǒng)仿真曲線。

圖4 ω=1.5π時的系統(tǒng)仿真曲線Fig.4 Simulation curves of the system when ω=1.5π

圖5示出了ω=2π時的系統(tǒng)仿真曲線。

圖 5 ω=2π時的系統(tǒng)仿真曲線Fig.5 Simulation curves of the system when ω=2π

從圖 2～5 中可以看到，不論外部正弦擾動信號的頻率如何，利用本文提出的控制器算法，都能使閉環(huán)系統(tǒng)的響應逐漸趨于0。正弦擾動信號的頻率越低，控制效果越好。但是利用本文設計的控制律，閉環(huán)系統(tǒng)的響應曲線的超調(diào)量會隨著正弦擾動信號頻率的增加而增加。在列舉的仿真例子中，當正弦擾動信號頻率ω>1.5π時，閉環(huán)系統(tǒng)的響應曲線的超調(diào)量會迅速增大。而僅利用狀態(tài)反饋控制律，閉環(huán)系統(tǒng)的響應曲線都不能使閉環(huán)系統(tǒng)的響應逐漸趨于0。 但會隨著正弦擾動信號頻率的增加而增加，閉環(huán)系統(tǒng)的響應曲線的振蕩幅值越來越小，這說明利用狀態(tài)反饋控制的閉環(huán)系統(tǒng)有低通濾波的特性。

綜上分析表明，本文設計的擾動抑制控制律能使閉環(huán)系統(tǒng)指數(shù)漸近穩(wěn)定，而且在正弦擾動下能夠?qū)崿F(xiàn)無靜差擾動抑制。本文的控制器設計方法特別適合于具有較低振蕩頻率的正弦擾動的系統(tǒng)。

4 結(jié)語

本文基于內(nèi)模原理研究了輸出反饋擾動抑制控制律的設計問題。本文設計的擾動抑制控制律能使閉環(huán)系統(tǒng)指數(shù)漸近穩(wěn)定，而且在正弦擾動下能夠?qū)崿F(xiàn)無靜差擾動抑制。仿真結(jié)果表明，本文的控制器設計方法僅適用于具有較低振蕩頻率的正弦擾動的系統(tǒng)，正弦擾動的振蕩頻率越低，閉環(huán)系統(tǒng)的動態(tài)性能越好。