電磁軌道發射系統電樞膛內速度實時檢測方法研究

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(1.中國電子科技集團公司 第二十七研究所，鄭州 450047；2.華中科技大學 強電磁工程與新技術國家重點實驗室，武漢 430074)

0 引言

電樞出口速度的穩定性是電磁軌道發射系統的關鍵性能指標[1]。電磁發射試驗過程中對電樞進行實時速度檢測并實施反饋控制是提高這一關鍵指標的有效方法[2]。對電樞運動速度實施反饋的前提是對電樞的膛內運動速度進行實時準確測量[3]。

從20世紀60年代起，B探針在等離子體內部磁場測量等大電流設備中得到廣泛應用。1986年，Bauer等在電磁發射實驗中將測得的B探針信號表示成位移有關的常微分方程，結合電流波形測得了連續的電樞位置和速度[4]。目前對電樞在膛內的運動速度的測量方法一般采用在發射器中預埋B探針，利用模數轉換芯片對B探針的感應電壓波形進行采樣，通過算數運算計算出電樞經過B探針的時刻，最后計算出電樞的速度[5]。這種方法必須得到電樞膛內運動的全部有效信息后，才能通過數字信號分析處理得出電樞的運動速度，不是對電樞速度的實時檢測，不能滿足電樞速度閉環控制的需求[6]。

本文采用差分式B探針作為電樞在發射器膛內運動速度檢測的傳感器，運用運算放大器、電壓比較器以及門電路組成實時檢測模塊和脈寬比較模塊，提取電樞經過B探針的時刻并實時判斷電樞速度是否達到所設定的閾值。整個處理過程延時不超過2微秒，可實現對電樞運動速度的實時檢測，可作為電磁軌道發射電樞速度反饋控制決策的依據。

1 差分B探針工作原理

B探針是由纏繞在絕緣材質骨架上的銅漆包線支撐，是較小的導體環線圈。線圈和支撐桿組成一個B探針裝置。由于被測磁場變化，該線圈內的磁通會產生變化，從而產生感應電動勢，即該感應電壓與通過線圈的磁通變化率成正比[7-8]。B探針根據法拉第電磁感應原理工作，磁場隨電樞運動而向前擴展，變化的磁場在B探針中感應出變化信號，因此B探針信號的變化特征能夠反映出電樞的位置。其感應電壓[9]遵循式(1)所示：

(1)

其中:V是線圈兩端感應電動勢，Ф是通過線圈的磁通，A是線圈的面積，n是線圈的匝數。其原理如圖1所示。

圖1 B探針的工作原理圖

差分磁探針組件包括印制板骨架和差分磁探針，如圖2所示。每一個差分磁探針包括兩個磁探針和印制板骨架，印制板骨架分為若干布線層，通過印制板印刷工藝在多個布線層上繞制兩個多匝線圈，而且兩個磁探針的繞線方向相反。

圖2 單個差分磁探針組件組成圖

將差分探針水平安裝在電磁炮導軌面正上方，如圖3所示。當電樞經過差分探針的幾何中心時對應的感應電壓過零，以此作為電樞到達該位置的標志，通過間距已知的一組差分探針來確定電樞的速度。這種差分探針的方法可以有效排除電磁干擾等對輸出波形的影響，得到良好的波形，從而達到良好的測速效果，可用于單軌或多軌增強型電磁軌道炮。

圖3 差分式B探針在軌道炮的安裝位置

在電樞移動的過程中，假設電樞速度相對于差分探針兩個線圈的值很大，感應過程中的電流視為恒定值，則軌道的電流和電樞的電流由于電樞位置的變動都會在兩個線圈內產生磁通的變化，進而感應出電壓[10]，將兩個線圈的電壓反向串聯并輸出到示波器，得到差分電壓的波形。通過理論推導及仿真分析得到差分探針感應電壓波形如圖4所示。

圖4 差分探針感應電壓波形圖

圖4中的x軸表示電樞位置，y軸表示電樞經過該探針時的感應差分電壓。在x=0位置，即電樞經過差分探針兩個線圈的物理中心點時，y軸差分電壓值為0。可以檢測上升沿過零點和最大值至最小值過零點兩種方法來判斷電樞是否經過探針，本文為了能夠快速檢測并反饋電樞狀態，采用檢測上升沿過零點來判斷電樞是否經過該探針位置。因此檢測輸出電壓從過零點到最大值，這個過零點時刻即為電樞經過探針時刻。沿著軌道面上方隔一定距離布置一系列的差分探針時，就可以得到電樞運動速度并得到其速度變化情況。通過差分方法消除了干擾磁場信號，使得信號的特征點更為清晰和明確，解決了發射器膛內速度測量精度差、特征點不明顯等問題。

2 膛內速度實時檢測系統設計

膛內速度實時檢測系統由序列差分式B探針線圈、實時檢測模塊以及脈寬比較模塊三部分構成，組成示意圖如圖5所示。

圖5 膛內速度實時檢測系統組成圖

差分式B探針線圈放置于電磁軌道發射器的預留位置，當電樞到達該線圈所在位置時，線圈上感生出電壓信號通過屏蔽線傳輸到上升沿過零點實時檢測模塊；上升沿過零點實時檢測模塊對線圈感應電壓波形進行放大、變換、壓縮后輸入到脈寬比較電路；脈寬比較電路將兩路B探針之間的時間差與設定的時間進行比較，如果B探針時間差小于設定時間，則輸出觸發脈沖。

2.1 序列差分式磁探針線圈設計

序列差分式磁探針線圈放置于發射器預留位置，該位置相距一般為0.1～0.2 m，位置示意如圖5所示。B探針長度可根據發射器進行調整，原則上盡可能接近發射器中心位置。探針插入發射器的測量孔內，其底座部分通過BNC連接器與發射器固連，避免發射器沖擊振動對設備造成影響。B探針線圈由漆包線繞制而成，線圈接頭通過雙絞線的方式引入骨架內孔，并經由套管內的細孔連結至接線端子，線圈骨架及套管采用絕緣性能良好的四氟材料。

電磁發射過程中的電磁場很強，所以B探針線圈可以做到很小。在線圈設計中，應盡量減小線圈的尺寸，以減小對發射器結構強度造成的影響。為了正確測試變化的磁場，B探針線圈設計應該從以下4個方面的因素進行綜合考慮：

1)B探針的分布密度直接影響了速度變化曲線的精度。由于B探針采用位移與時間的比值測得平均速度，所以B探針的密度越高，速度測量的精度越好；

2)B探針信號采集設備采樣速率越高，對峰值時刻或過零點時刻采樣的準確度越高，計算所得的速度值誤差越小；

3)B探針尺寸要盡量小，使其空間分辨率更高，同時不影響發射器結構強度；

4)B探針靈敏度要足夠高，即要求線圈匝數多，線圈截面積大，從而速度曲線的波峰越陡，以利于快速檢測。

2.2 實時檢測模塊

本文采用B探針感應電壓的上升沿過零點實時檢測，包括兩級信號放大電路、波形變換電路和脈寬壓縮電路。

2.2.1 兩級信號放大電路

信號放大電路將B探針感應到的信號幅值進行放大，根據前端B探針感應幅值及后端處理電路輸入來確定放大倍數，本文采用兩級放大，由放大器A1和A2組成，放大器采用低噪聲快速運放THS4551，THS4551是美國德州儀器公司的新型快速放大器，具有低失真、高斜率、低噪聲和超過2 GHz的增益帶寬積。該電路的放大倍數由(R3/R2)×(R6/R5)決定，本文采用放大倍數k=10。兩級信號放大電路如圖6所示，第一運算放大器A1對差分B探針感應電壓Vin進行反向比例放大。第二運算放大器處于飽和放大狀態，第二運算放大器的輸出信號為F2。

圖6 兩級信號放大電路

2.2.2 波形變換電路

波形變換電路通過比較器將正弦波變換為脈沖信號，以便后續電路準確檢測波形上升沿。波形變換電路如圖7所示。第一級變換電路為負電壓比較電路，由比較器L1和反向器N1組成。比較器采用LM311，該比較器是一款靈活性較高的電壓比較器，能工作于5 V到30 V的寬電壓范圍，此靈活性使之可以驅動DTL、RTL、TTL或CMOS等邏輯電路。比較器L1的反相輸入端為圖6放大器A2的輸出F2，L1的同相輸入端為負比較電壓，本文取-1.5 V；L1的輸出信號接反相器N1，N1的輸出信號為F2-PFPY。第二級變換電路為正電壓比較電路，由比較器L2和反向器N2組成。比較器L2的正相輸入端為圖6放大器A2的輸出F2，L2的反相輸入端為正比較電壓，本文取1.5 V；L2的輸出信號接反相器N2，N2的輸出信號為F2+PFPY。比較器L2的輸出F2+P預留到下一步脈寬壓縮電路使用。

此模塊分別輸出兩個方波F2+PFPY和F2-PFPY。F2+PFPY在差分B探針信號小于1.5 V時為高電平，在差分B探針信號大于1.5 V時為低電平。F2-PFPY在差分B探針信號大于-1.5 V時為高電平，在差分B探針信號小于-1.5 V時為低電平。

圖7 波形變換電路

2.2.3 脈寬壓縮電路

脈寬壓縮電路將波形變換電路所得到的脈沖信號進一步壓縮，以免后續脈寬比較模塊的輸入出現重疊波形的情況。脈寬壓縮電路如圖8所示，由RS觸發器R1和異或門電路XOR1組成。RS觸發器采用三態RS觸發器集成電路CD4044B，該電路在使能狀態下，低電平觸發有效。F2+PFPY與F2-PFPY分別作為R1的S端和R端的輸入信號，R1的輸出為F2PULSE。F2PULSE在差分B探針電壓小于0時為高電平，在差分B探針電壓大于0時為低電平。

圖8 脈寬壓縮電路

異或門XOR1的兩個輸入信號分別為F2+P、F2PULSE，F2+P在差分B探針感應電壓小于零時為高電平，在差分B探針電壓大于零時為低電平。異或門XOR1的輸出為Speedpulse。差分B探針電壓大于零而小于1.5 V/10時Speedpulse為高電平，其他時刻Speedpulse為零。Speedpulse的上升沿時刻與差分B探針的上升沿過零點時刻相同，1.5 V/10越小，Speedpulse的脈沖寬度越小。

2.3 脈寬比較電路

在兩路差分B探針距離一定的情況下，速度與電樞通過兩路探針的時間差呈反比。假設彈丸達到速度閾值時，彈丸經過兩路探針的時間差為Δt0，如果彈丸經過兩路探針的時間差t大于Δt0，則速度小于閾值；如果彈丸經過兩路探針的時間差t小于Δt0，則速度大于閾值。

脈寬比較電路圖如圖9所示，由或門OR1、計數器JS、異或門XOR2和與門AND1組成。計數器JS采用CD74HCT4020，該計數器是14態脈沖計數器，能夠快速靈活地對脈沖信號進行計數。脈寬比較電路的處理邏輯為假設兩路差分B探針上升沿過零點檢測模塊的輸出信號分別為脈沖A，脈沖B。脈沖A，脈沖B分別為或門OR1的輸入信號，OR1的輸出信號為脈沖C，脈沖C的前后兩個上升沿分別與脈沖A和脈沖B的上升沿時刻一致。脈沖C為二進制計數器JS的輸入，JS會在脈沖的上升沿時刻發生狀態翻轉，則二進制計數器的輸出脈沖E的脈寬為彈丸經過兩路差分B探針的時間差。

圖9 脈寬比較電路圖

標準脈沖REF的脈寬為Δt0，脈沖E與標準脈沖REF作為異或門XOR2的輸入信號，XOR2的輸出信號為脈沖F，F與REF作為與門AND1的輸入信號，AND1的輸出為信號G。

當脈沖E的脈寬比脈沖REF的脈寬大時，信號G會一直維持低電平狀態，代表彈丸運行速度沒有超過閾值，時序如圖10所示。

當脈沖E的脈寬比脈沖REF的脈寬小時，信號G會在t2時刻輸出一個上升沿脈沖，代表彈丸運行速度已經超過閾值。第二與門AND2的輸出信號G可作為反饋環節的觸發信號，時序如圖11所示。

圖10 電樞速度未達到設定值時序圖 圖11 電樞速度達到設定值時序圖

2.4 延遲時間分析

由上述可知，整個處理電路由2級放大電路、1級比較電路、1級反向門電路、1級RS觸發電路、2級異或門電路、1級或門電路、1級計數器電路和1級與門電路組成。各種門電路的典型延遲時間如表1所示。可知整個處理電路的延遲時間為1.149 s。假設電樞速度為2000 m/s，那么在反饋延遲時間內電樞僅行進了2.3 mm，滿足實時控制的要求。

3 實驗結果

按照本文圖5搭建實驗系統，采用4通道泰克示波器MSO3034采集各個節點波形，實驗結果如圖12～14所示。

表1 門電路典型延遲時間

圖12中，CH1為差分式B探針原始感應電壓波形，波形接近于正弦波，幅值為1.2 V；CH2是經過放大電路的B探針感應電壓波形，幅值為12 V；CH3為波形變換電路輸出波形，通過比較器將正弦波變換為矩形波脈沖；CH4為脈寬壓縮電路輸出波形，進一步壓縮波形以避免脈沖重疊現象發生。從圖中可以看出，所設計的電路能夠有效進行上升沿過零實時檢測。

圖13 波形比較電路輸出波形圖

圖12 放大電路/波形變換/脈寬壓縮電路輸出波形圖

圖13中，CH1為脈寬壓縮電路輸出波形，對應圖11中的波形C，即序列B探針感應電壓的過零點時刻脈沖；CH2為脈寬比較電路JS計數器的輸出，對應圖11和圖12中的波形E，即相鄰兩個B探針過零點時刻差值；CH3為輸入參考脈寬，對應圖11和圖12中的波形REF，可根據速度控制情況自行設定；CH4為輸出觸發電路，對應圖12中的波形G，該輸出可作為速度實時控制電路的輸入。該結果表明所設計的電路能夠實時檢測速度并輸出觸發脈沖給控制電路。

圖14中，CH1為差分式B探針原始感應電壓波形，CH2為輸出觸發波形。經過放大，可以看出B探針原始波形的過零點到輸出觸發波形的上升沿之間時間差，即延遲時間差為1.14 μs，與計算值相一致。

圖14 延遲時間波形圖

4 結論

1)分析了序列差分式B探針工作原理并給出了初步設計。這種差分探針的方法可以有效排除電磁干擾等對輸出波形的影響，得到良好的波形，從而達到良好的測速效果，可用于單軌或多軌增強型電磁軌道發射裝置。

2)采用運算放大器、電壓比較器、門電路構成的實時檢測模塊和脈寬比較模塊來檢測電樞的運動速度并判斷是否達到所設定的閾值，延遲時間不超過2 μs。

3)本文采用的過零點實時檢測模塊的輸出脈沖為窄脈沖，且脈寬可調，即使多個B探針密集布置，也不會發生輸出脈沖重疊的情況，有利于對彈丸在膛內的運動過程進行多點連續監控。

4)本文采取較多的模擬電路實現了電樞運動速度的實時檢測。為了提高整體電路的擴展性，后續考慮在保證延遲時間的基礎上，采用以FPGA為核心的可編程硬件電路來實現電磁軌道發射系統電樞膛內運動速度的實時檢測。