箭上遙測信號不等分功分實現方案及仿真研究

寧高利,金 晶,鄧永福,李曉斐,夏國江,孫雪峰

(北京宇航系統工程研究所，北京 100076)

0 引言

在運載火箭的研制階段，遙測系統用于獲取飛行試驗中箭上各系統的工作狀態和環境數據，為確定運載火箭性能或進行故障分析提供依據[1]。在發射場進行全箭測試時，往往存在地面遙測接收天線對箭上遙測信號的輻射方向要求與實際飛行中地面測控站對箭上遙測信號的輻射范圍要求不一致的情況。因此，遙測系統箭上安裝主、副兩個天線，對發射機輸出的遙測信號進行分路，使大部分信號傳輸到滿足飛行跟蹤測控需要的主天線上去，將剩下的一小部分信號分路到測試用的副天線上，以此來解決測試和飛行跟蹤測控對遙測信號輻射方向要求不一致的問題。

遙測信號的分路，實際上是一個射頻信號的不等分功率分配問題。對于該功能的實現，目前主要有功分器和定向耦合器兩種方案。本文分別采用這兩種方案實現了S頻段射頻信號10∶1的不等分功率分配，對二者的性能指標進行了詳細的仿真分析，并在此基礎上比較了兩種方案的優缺點，為實際工程應用提供參考。

1 不等分功分實現原理

1.1 定向耦合器

定向耦合器是微波系統中具有方向性的功率耦合器件，它能對微波功率信號按特定比例進行分配，并且兩輸出信號間具有一定的相位關系(通常相位相差90°或180°)。定向耦合器技術成熟，廣泛應用于功率監測、測量反射系數、功率分配等。常用的定向耦合器有平行線耦合器、分支線耦合器、波導孔耦合器、環形橋耦合器等[2-5]。

定向耦合器是一種四端口網絡，如圖1所示，包括輸入端1、直通端2、耦合端3和隔離端4。微波信號從輸入端口1輸入，從直通端口2輸出，同時通過某種耦合方式以特定的耦合強度將部分信號耦合到3端口輸出，在理想情況下，隔離端口4無功率輸出[6-7]。

圖1 定向耦合器示意圖Fig.1 Directional coupler

對于定向耦合器，最重要的指標就是耦合度，它表征了耦合的強弱，定義為耦合器的各端口都接匹配負載時，輸入端的輸入功率P1與耦合端的輸出功率P3的比值[8]，通常用分貝表示，耦合度越大表明耦合越弱，具體表示為

(1)

它與S參數的關系為

(2)

平行耦合線定向耦合器是TEM波(橫電磁波)傳輸線耦合器的一種主要形式，它由兩根1/4波長的平行傳輸線節耦合構成，其S參數矩陣為[9]

(3)

式(3)中，k為耦合系數，它與耦合度C之間的關系為

(4)

由S參數矩陣可以看出，理想平行線定向耦合器是無耗、互易、對稱、完全匹配的，且其耦合端的信號相位比直通端超前90°。

1.2 Wilkinson功分器

Wilkinson功分器是一種三端口功率分配網絡，因其具有全匹配和高隔離度的優點而被廣泛使用[10-13]，其結構如圖2所示。

圖2 Wilkinson功分器示意圖Fig.2 Wilkinson power divider

端口1為信號輸入端，分別經特性阻抗為Z02與Z04、Z03與Z05，電長度均為90°的兩路傳輸線將信號從端口2、3輸出，各端口特性阻抗均為Z0。在2’、3’兩點之間跨接一純電阻R有耗網絡。

一般地，若端口3和端口2的輸出功率比為K2，則有[14]

(5)

在各輸出端口均接匹配負載時，微波信號從端口1輸入，端口2和3按照特定的比例分配輸出相應功率，并保持電壓等幅同相，此時，電阻R上無電流，不消耗功率。若端口2或3有失配，則反射功率通過分支叉口和電阻，兩路到達另一端口的電壓等幅反相而抵消，從而保證兩個端口之間的隔離。由此可見，正是由于該隔離電阻R的存在，才使得3個端口同時匹配，2、3端口之間彼此隔離。

對于大功分比的情況(如本例中的10∶1)，由公式(5)可知，Z02即為值很大的高阻抗線(后面可看出阻抗值為近300Ω)，而該阻抗值往往超出了目前微帶線的加工工藝水平，因而無法直接使用該結構。此處，通過在Wilkinson功分器的兩個支路加載調諧枝節進行匹配(即改進型Wilkinson功分器)，從而降低了高阻抗線的阻抗值，同時帶寬也完全滿足使用需求。

2 10∶1不等分功分的實現與仿真分析

在此，分別采用平行線定向耦合器和改進型Wilkinson功分器兩種方案，來實現S頻段(此處取中心頻率f0=2250MHz)射頻信號功分比為10∶1的功率分配，并對各自的性能指標進行詳細的仿真分析和比較。

2.1 平行線定向耦合器功分

由于這里是將定向耦合器作功分用，因此在實際使用中需要將隔離端口接上匹配負載，與此同時，定向耦合器也就退化成三端口網絡。

在仿真軟件中，對平行線定向耦合器進行建模、仿真，其性能參數分別如圖3～圖6所示。

圖3 各端口回波損耗Fig.3 Return loss of port

圖4 各端口傳輸損耗Fig.4 Insertion loss of port

圖5 輸出端口之間的隔離Fig.5 Isolation between output ports

圖6 輸出端口之間的相差Fig.6 Phase difference between output ports

由圖3可以看出，平行線定向耦合器3個端口的回波損耗曲線重合，且在中心頻率處匹配很好，回波損耗可達32dB，在2200MHz～2300MHz內回波損耗也在31dB～32dB之間。由圖4可以看出，在中心頻率處直通端2端口的插損為0.44dB，耦合端3端口的插損為10.47dB，二者功率差值為10dB，即對輸入信號實現了10∶1的功率分配。由圖5可以看出，2端口和3端口之間的隔離僅為22dB，這是定向耦合器自身的固有特性。由圖6可以看出，兩個輸出端口的輸出信號在中心頻率處有90°的相位差，這也與前面對其S參數的分析是一致的。在對兩路信號有同相要求的場合，還需對其中一路再進行90°相移操作。

另外，進一步考察平行線定向耦合器的性能與隔離端失配之間的關系，如圖7和圖8所示。

圖7 隔離端失配對耦合端匹配的影響Fig.7 Influence of VSWR of isolation port on return loss of coupling ports

圖8 隔離端失配對輸出端隔離的影響Fig.8 Influence of VSWR of isolation port on isolation between output ports

由圖7可以看出，隨著隔離端的駐波比VSWR的增大，耦合端口2的匹配性能迅速惡化，在負載開路時，回波損耗甚至達到1.3dB。由圖8可以看出，兩個輸出端口之間的隔離性能也隨著隔離端的失配而迅速變差。

2.2 Wilkinson功分器功分

由于功分比為10∶1，即K2=10，根據公式(5)求得Z02=294.9Ω，Z03=29.5Ω，Z04=88.9Ω，Z05=28.1Ω，R=173.9Ω。

由于目前加工工藝的限制，微帶線的特性阻抗最高只能做到120Ω～130Ω[15]，而第2路傳輸段特性阻抗Z02高達294.9Ω，因此無法直接使用傳統式Wilkinson功分器(這也是有時用定向耦合器代替Wilkinson功分器用作功分的原因)，而需要使用改進型的Wilkinson功分器。

在仿真軟件中，對改進型的Wilkinson功分器進行建模、仿真，其性能參數分別如圖9～圖12所示。

圖9 各端口回波損耗Fig.9 Return loss of port

圖10 各端口傳輸損耗Fig.10 Insertion loss of port

圖11 輸出端口之間的隔離Fig.11 Isolation between output ports

圖12 輸出端口之間的相差Fig.12 Phase difference between output ports

由圖9可以看出，各端口在中心頻率處匹配很好，回波損耗為50dB～55dB。由圖10可以看出，在中心頻率處2端口插損為0.4dB，3端口插損為10.4dB，二者功率差值為10dB，即實現了射頻信號10∶1的功率分配。由圖11可以看出，2端口和3端口之間的隔離在中心頻率處達到53dB，這是由于隔離電阻R所起的作用，也是與定向耦合器的不同之處。由圖12可以看出，兩個輸出端口的輸出信號在中心頻率處的相位差為0°，這是因為輸出兩路的電長度是一致的。

2.3 兩種方案的分析比較

通過以上兩種實現方案的性能仿真分析結果可以看出，無論是平行線定向耦合器還是改進型Wilkinson功分器，均能實現S波段射頻信號10∶1的不等分功分，各端口的回波損耗和信號傳輸損耗均能滿足要求。

對于平行線定向耦合器實現方案，兩個輸出端口的隔離度較差，且隨著隔離端的失配，耦合端的匹配性能和兩個輸出端口之間的隔離性能會迅速惡化。

因此，若采用平行線定向耦合器對箭上遙測信號進行不等分功分，一方面由于需要端接匹配負載，會增加實現復雜度，降低了產品的固有可靠性；另一方面，在匹配負載松動甚至脫落時，會導致副天線端口的駐波比惡化，以及引起主、副天線之間的信號耦合，影響遙測系統信號的有效傳輸。

另一方面，若采用改進型Wilkinson功分器對箭上遙測信號進行不等分功分，則無端接匹配負載要求，且由于功分器固有的高隔離度特性，使得主、副天線之間無信號耦合問題。

由此可知，在對箭上遙測信號進行不等分功分時，無論是產品自身的復雜性，還是在性能指標方面，采用改進型Wilkinson功分器均優于平行線定向耦合器。

3 結論

本文對比分析了兩種實現S波段射頻信號不等分功分的方案，由結果可知，改進型Wilkinson功分器在端口匹配性、輸出端口的隔離度和相差、使用可靠性等方面明顯優于平行線定向耦合器，為實際工程應用中選型提供了參考。