一種磁集成零電壓軟開關推挽電路的研究

鄧 康， 潘三博

(上海電機學院 電氣學院, 上海 201306)

隨著分布式新能源系統的快速發展，電力電子變換器得到了廣泛應用[1-3]。在光伏發電、儲能系統、燃料電池等領域中，光伏板、儲能電池或燃料電池的輸出電壓比較低，故一般需要高升壓比的DC-DC變換器來升壓；同時由于分布式新能源系統環境條件的限制，對變換器的功率密度提出一定的要求。因此，研究高升壓比、高功率密度的變換器具有重要意義。

對隔離型拓撲來說，高升壓比一般采用高匝比的變壓器來實現，拓撲多采用反激電路[4-6]或移相全橋等橋式電路[7-8]，也有文獻結合了耦合電感[9-10]、開關電容[11-12]等方式提高升壓比。利用變壓器的高升壓比電路具有變壓器一次側電壓低電流大的特點，而推挽電路本身就非常適合低壓大電流的應用場合，并且具有開關器件少、驅動電路無需隔離的優勢。但傳統的推挽變換器存在偏磁問題，且硬開關狀態下效率低。有研究提出了推挽電路的幾種改進型拓撲，如文獻[13]提出諧振型推挽變換器，但占空比不便于調整；文獻[14]提出有源鉗位型推挽變換器，但開關管較多控制復雜；文獻[15]提出三管型推挽電路，實現了軟開關且具有電路簡單的優勢，但由于電路中存在諧振電感，會有占空比丟失,不利于電路精確控制。近年來磁集成技術逐步成為研究的熱點，但為了減小體積將電力電子變換器的變壓器與電感等磁性元件集成在一起[16]。也有些應用在交錯并聯電路中[17]，利用互感減小電流紋波。文獻[18]提出一種利用集成磁件抑制全橋變換器占空比丟失的結構，具有一定參考意義。

在基于三管式推挽變換器的拓撲結構中引入磁集成器件，提出利用磁集成技術減少占空比丟失的改進型零電壓開關(Zero Voltage Switching, ZVS)推挽電路，其二次側采用倍壓整流電路，濾波電感被拆分為濾波電感與變壓器兩部分，構成1個集成磁件。在提高功率密度、減小體積的同時，通過集成磁件的耦合電感改善了傳統三管式推挽變換器占空比丟失的問題。本文首先構建了集成磁件的數學模型，然后分模態分析了改進型電路的工作原理，最后通過pSpice仿真進行了驗證。仿真結果表明，電路3個開關管均實現了ZVS，且相較于普通三管推挽電路，占空比丟失情況得到了改善。

1 改進型ZVS推挽電路

圖1為磁集成ZVS推挽電路，可分為一次側三管推挽電路、磁集成器件和二次側倍壓整流電路3個部分。一次側電路中，Q1、Q2和Q3為三管推挽電路中3個MOSFET開關管，其中Q1、Q2為傳統推挽電路的主開關管，Q3為三管推挽電路添加的輔助開關管；D1、D2、D3為3個開關管的寄生二極管；C1、C2、C3為3個開關管的寄生輸出電容和外并電容之和；Uin為輸入電壓；Uo為輸出電壓；匝比為NP1∶NP2∶NS，兩個一次側繞組的漏感為Llk1、Llk2。Lf1、Lf2為濾波電感，繞制在磁芯左右兩邊柱上，匝數分別為NLf1和NLf2。二次側倍壓整流電路由二極管D4、D5和電容C4、C5構成。

圖1 磁集成ZVS推挽電路

2 集成磁件的數學模型

磁集成器件結構如圖2所示，由圖2(a)可知，磁芯包括兩個濾波電感和1個帶中心抽頭的變壓器，3部分共同集成在一個EE型磁芯中。變壓器為一次側帶中心抽頭的三繞組變壓器，一次側和二次側繞組均繞制在磁芯中柱上。

圖2 集成磁件示意圖

圖2(b)所示為集成磁件的磁芯結構等效磁路圖，其中ΦLf1和ΦLf2分別為兩邊柱上電感繞組所產生的磁通；ΦT為中柱上變壓器所產生的主磁通；iLf1和iLf2分別為兩邊柱上濾波電感電流，iP1、iP2和iS分別為一次側和二次側電流。磁芯結構中兩邊柱和中柱取相同氣隙，Rm1、Rm2和Rm3分別為三柱的磁阻，則Rm1=Rm2=2Rm3。取NLf1=NLf2=NLf，NP1=NP2=NP。根據圖2(b)磁路圖可得

(1)

對集成磁件中兩濾波電感的電壓ULf1和ULf2，由電磁感應定律可得

(2)

結合式(1)和式(2)，推得兩濾波電感的數學模型為

(3)

通過電感數學模型式(3)可知，電感電壓主要受3因素影響。第1項為兩濾波電感的自感Lf1和Lf2造成的影響；第2項為兩濾波電感間互感MLf造成的影響；第3項為變壓器一次側電壓所耦合到濾波電感的電壓，kT為電壓耦合系數。在分布式新能源系統中，升壓變換器一次側電壓一般較低，且相對于變壓器匝數，濾波電感匝數一般較少，即式中第3項kT與UP均較小，故可忽略式(3)的第3項，將集成磁件中的電感簡化為普通耦合電感數學模型。

3 電路開關過程

電路開關過程的主要波形如圖3所示，其中ugs1、ugs2、ugs3為3個開關管Q1、Q2、Q3的驅動信號；uds1、uds2、uds3為3個開關管Q1、Q2、Q3兩端的電壓；i1、i2、i3為流經3個開關管的電流；Q1和Q2兩主管的驅動信號ugs1和ugs2占空比大于50%，ugs2相位滯后ugs1180°；輔管Q3驅動信號ugs3的頻率是主管驅動信號ugs1和ugs2的2倍，若忽略死區時間，在邏輯上可視ugs3為ugs1和ugs2的與非關系。

圖3 主要波形示意圖

圖4所示為電路的1個周期，可分為8個模態，其中前半周期和后半周期對稱，現結合開關驅動時序圖與各模態等效工作電路來詳細解釋各個階段工作過程。在分析過程中，集成磁件中的變壓器按照傳統變壓器模型來分析，集成磁件中的耦合濾波電感只有在兩電感對應電路共同導通時按照耦合電感模型進行分析，單獨導通時依然按照獨立電感進行分析。

(1) 模態1[t1—t2]。在t1時刻前，開關管Q1和Q3導通，經變壓器傳遞能量到二次側，一次側電壓為Uin，二次側電壓為nUin。D5導通，二次側濾波電感Lf2儲能，電感電流ilf2給電容C5充電。

圖4 各模態下的等效電路

在t1時刻關斷開關管Q3，由于并聯電容C3存在且假定其足夠大，則Q3兩端電壓不能突變，Q3可實現零電壓關斷。二次側由濾波電感Lf2續流，且二次側電流經變壓器折射到一次側，與電容C2和C3諧振，C2電壓從2Uin開始下降，C3電壓從零開始上升。對變壓器一次側兩繞組取Llk1=Llk2=Llk，由基爾霍夫電壓定律可得

(4)

在此階段，電流i1迅速下降，i2反向上升，從而維持變壓器總磁場能量不突變。在t1時刻有i1=i3=ip，根據節點電流定律有

(5)

假定兩濾波電感上能量足夠且死區時間足夠，則在t2時刻電路進入穩態，此時有

(6)

可解得此段持續時間為

t12=4CUin/ip

(7)

此時uds2=0，Q2的反并聯二極管D2導通，從而為t2時刻Q2的零電壓開通提供了條件。

(2) 模態2[t2—t3]。在t2時刻驅動開關管Q2導通，由于二極管D2已經導通，Q2可實現ZVS開通。此時電源斷開，變壓器一次側由于漏感存在，續流進入環流階段，環流方向如圖4(b)虛線所示。變壓器一次側形成環流，二次側由D5續流。各變量可表示為

(8)

(3) 模態3[t3—t4]。開關管Q1在t3時刻驅動關斷，因并聯電容C1的存在且假定其足夠大，則Q1兩端電壓不能突變，Q1可實現ZVS關斷。Q1關斷后其電流i1迅速減小，此時一次側電流折射到二次側值小于濾波電感電流。在電路一次側，漏感Llk1、Llk2和電容C1、C3共同諧振，C1兩端電壓uds1上升，C3兩端電壓uds3下降；變壓器二次側電流is受一次側諧振電流控制，二次側二極管同時導通，維持濾波電感電流續流。

uds1從0開始上升，uds3從Uin下降。此階段各變量可表示為

(9)

在漏感能量夠大的情況下，電路在t4時刻進入穩態，此時

(10)

若結合式(9)與式(10)，求解該過程較為復雜，可利用初始條件i1(t3)=i2(t3)簡化計算，電路到達穩態的時間近似為

t34=4CUin/i1(t3)

(11)

(4) 模態4[t4—t7]?？蓪⒋四B分為3個小階段分析：① [t4～t5階段]，t4時刻開通開關管Q3，假定變壓器漏感足夠，則t4時刻一次側電流反向流過Q3的反并聯二極管D3，Q3可實現ZVS開通。Q3開通后，一次側電流從負值開始上升，變壓器二次側開始換流，濾波電感Lf1的電流iLf1逐漸減小，iLf2逐漸增大。在t5時刻，兩濾波電感電流相等，即iLf1=iLf2，此時一次側電流ip=0，在此時刻起一次側電流完成換向，一次側電流由圖5(d)中實線電流方向轉換至虛線電流方向，電路進入下一階段。② [t5～t6階段]，t5時刻變壓器二次側繞組的電壓開始迅速反向，一次側繞組電壓也隨之反向。一次側電感和C1諧振，uds1從Uin上升到2Uin，uNp2從0上升到Uin，此時進入下一個階段。③ [t6～t7階段]，這一階段電路正常導通，能量經變壓器傳遞到二次側，濾波電感Lf1電流線性上升，有

(12)

4 減小占空比丟失

根據上文分析，在模態4中，第①階段Q3開通后，一次側電流從負值開始上升。由于一次側電流為負值，故此階段無論是否開通Q3，電流均逆向流向電源，電源無法通過Q2、Q3向負載傳遞能量，造成占空比丟失。

對模態4的第①階段，將變壓器漏感Llk折算到二次側，對一次側電流ip，有

ip(t)=nis(t)=n(iLf1(t)-iLf2(t))=ip(t4)-

(t-t4)

(13)

5 仿真分析

在pSpice中搭建電路模型并進行仿真分析。設定輸入電壓60～90 V，輸出電壓400 V，主管開關頻率50 kHz，輔管100 kHz，仿真中各器件參數如表1所示。

表1 主電路參數

圖5所示為開關管Q1的開關過程波形圖。由圖可知，當驅動開關管Q1關斷時，由于并聯電容C1的作用，開關管Q1兩側電壓沒有發生突變，Q1實現了ZVS關斷；驅動Q1開通時，由于二極管D2已經導通，Q1流過反向電流，實現了ZVS開通。圖6所示為開關管Q2的開關過程波形圖，其ZVS開關過程與Q1類似，Q2也實現了ZVS開關。

圖5 主管開關過程

圖6 輔管開關過程

圖6(a)為開關管Q3的開關過程波形圖。驅動Q3開通時，其反并聯二極管D3已導通，流過反向電流，實現了ZVS開通；驅動Q3關閉時，由于并聯電容C3的作用，也實現了ZVS關斷。為了驗證集成磁件減小占空比丟失的效果，分別仿真采用分立濾波電感和耦合濾波電感情況下輔管的開關過程，圖6(b)為采用分立電感情況下的開關過程，圖6(a)為假定兩濾波電感耦合系數為0.7的情況下，得到的仿真結果。通過對比可以看出，采用集成磁件以后，反向電流快速恢復到0，從而緩解了占空比丟失的問題。

6 結 語

本文提出在基于三管式推挽變換器的拓撲結構上引入磁集成器件，利用磁集成技術減少占空比丟失的改進型ZVS推挽電路。提出的改進型推挽電路實現了全部3個開關管的ZVS，由于采用了集成磁件，可有效減小電感元件和變壓器的體積，具有體積小、功率密度高的優點，相較于普通三管推挽電路，還緩解了占空比丟失的問題。