隧道場景列車車體對無線電波傳播的影響

陶 成，張春圓，周 濤,2，張文良

(1.北京交通大學 電子信息工程學院，北京 100044；2.東南大學 移動通信國家重點實驗室，江蘇 南京 210096)

通訊作者：周 濤(1988—)，男，江西南昌人，副教授，博士。E-mail:taozhou@bjtu.edu.cn

高傳輸速率和高可靠性的無線通信系統(tǒng)是地鐵列車運行自動化和智能化的基礎保障。如何在地鐵隧道中保證高速、穩(wěn)定、安全、及時的無線通信連接成為通信系統(tǒng)設計人員不懈努力的研究課題。無線信道是無線通信系統(tǒng)設計的基礎，準確認知無線信道中無線電波的傳播特性是設計無線通信系統(tǒng)的前提條件。

近年來，關于隧道場景中的無線電波傳播特性研究有很多。文獻[1—3]利用矢量網絡分析儀對隧道中大尺度損耗、小尺度分布以及K因子、多天線和極化天線容量進行了分析。文獻[4]作者所在團隊完成北京地鐵14號線大瓦窯站至郭莊子站隧道場景測試，結果表明，在矩形截面長直隧道中，無線電波傳播的時延擴展很小，采用水平極化收發(fā)天線要比垂直極化的系統(tǒng)衰減系數(shù)要小，均方根時延擴展要大。文獻[5]介紹了西班牙新高速列車隧道GSM-R(鐵路綜合數(shù)字移動通信系統(tǒng))的規(guī)劃工作, 測量載頻900 MHz無線電波在有車通過的隧道中傳播特性。結果表明，在隧道中使用異頻分布式天線系統(tǒng)具有明顯優(yōu)勢，同時無線電波的發(fā)送功率必須考慮15～20 dB裕度。文獻[6]主要研究地鐵隧道場景38 GHz毫米波傳播特性，在直隧道和彎曲隧道場景中進行實際測量以及擴展仿真，結果發(fā)現(xiàn)直隧道的衰減與傳播頻率成正比，而彎道隧道的衰減與傳播頻率成反比。文獻[7]使用射線跟蹤法，在地鐵隧道場景中引入列車車體，分析對比隧道有列車存在和空隧道兩種隧道場景下的路徑損耗，并從多方面分析了各類因素對MIMO(多輸入多輸出)系統(tǒng)性能的影響。

目前大多數(shù)隧道場景中無線電波傳播的測量活動還主要集中于無車隧道，關于有車存在的隧道環(huán)境下，采用中繼方式通信時無線電波的傳播特性研究少有涉及。綜合考慮列車車體對隧道環(huán)境下無線電波傳播影響的不可忽略性，以及毫米波通信在隧道場景中的應用前景，本文采用基于測量對比驗證的射線跟蹤仿真方法，仿真研究在長直地鐵隧道場景中列車車體引入前后無線電波的傳播特性，包括采用直接覆蓋通信方式時，車體對接收端接收信號的影響，以及采用中繼方式通信時，對比分析1.4與38.0 GHz兩種通信載頻下無線電波傳播的大尺度路徑損耗和小尺度時延擴展情況，通過比較收發(fā)天線不同位置選擇組合的大、小尺度衰落結果，給出2種通信載頻下最佳天線位置組合。

1 射線跟蹤法

射線跟蹤法是一種基于幾何光學理論與幾何繞射理論的建模和仿真方法，在室內的無線電波傳播研究中已經被證明是成熟準確的。大量基于實際測量的研究結果[8-13]表明，射線跟蹤方法在隧道中能夠得到準確的信道特性。本文選擇基于射線跟蹤理論的Wireless-Insite仿真工具。

Wireless-Insite仿真工具通過追蹤每1條由發(fā)射源到接收端的射線，充分考慮周圍物理環(huán)境對每1條射線的作用效果，執(zhí)行電磁計算，然后評估信號傳播特性，可以在50～100 GHz的頻率范圍內提供比較精確的無線電波傳播預測結果。

接收天線接收功率Pr計算公式為

(1)

路徑損耗Lp計算公式為

Lp=Pt-Pr+Gt，max+Gr，max-Ls

(2)

式中：Gt，max為最大發(fā)送天線增益；Gr，max為最大接收天線增益；Ls為系統(tǒng)中所有其他損耗的總和。

對數(shù)距離路徑損耗PL計算公式為

(3)

式中：P0為常數(shù)；nP為路損指數(shù)；d為收發(fā)天線距離；d0為參考距離，1 m。

均方根時延擴展στ為

(4)

其中，

2 隧道場景無線電波傳播實測與仿真結果對比

在南通中天隧道實驗室，本團隊采用自研測量設備完成長直隧道場景無線電波傳播的實際測量[14]，隧道結構如圖1所示。該隧道實驗室的建設初衷主要是為了測試漏泄電纜在隧道中的性能，隧道全部采用鋼筋混凝土結構，模擬真實地鐵隧道環(huán)境，分為圓形和矩形截面2段，每段50 m，全長100 m，如圖1所示。在圓形截面隧道盡頭是封閉的金屬門，整個隧道屬于半封閉隧道環(huán)境。

圖1 隧道結構圖(單位：m)

測量過程如下：接收天線位置選在隧道的入口，發(fā)射天線從接收天線位置向隧道另一端移動，每移動1 m的距離，數(shù)據(jù)采集設備采集1次數(shù)據(jù)，發(fā)射天線與接收天線高度分別為2.5和2.2 m，均采用全向天線，垂直極化方式，發(fā)送信號頻率設置為1.4 GHz，發(fā)射功率為20 dBm，帶寬為150 MHz。

針對實際測量活動，應用Wireless-Insite仿真工具，構建還原完整的南通中天隧道測量環(huán)境，仿真參數(shù)設置見表1和表2，分析測量和仿真結果，大尺度路徑損耗與小尺度均方根時延擴展對比如圖2所示。

表1 模型材料參數(shù)取值

表2 天線參數(shù)取值

圖2 仿真與實測對比

由圖2可以看出：無論是大尺度還是小尺度衰落，實際測量與仿真結果在整體趨勢上都能夠比較好地吻合，雖然細節(jié)還有些差距，但還是能夠在一定程度上預測隧道環(huán)境下電磁波的傳播。再考慮到實際測量需要花費的時間和人力成本，以及協(xié)調難度，采用該仿真方法更加經濟有效。

3 擴展仿真描述與結果分析

3.1 仿真配置

由于南通中天隧道實驗室與實際隧道環(huán)境在尺寸上存在著一定的差異，為保證在仿真隧道場景中引入地鐵列車仿真模型的可行性，得到豐富并且可靠的仿真結果，需要重新構建更加完整、更加貼近實際隧道環(huán)境的仿真場景，參考文獻[6]中實際測量的地鐵隧道尺寸，重構的隧道三維有限元模型如圖3所示。隧道為鋼筋混凝土結構，橫截面為馬蹄形，尺寸見圖3中，標準軌距線路。地鐵列車采用5輛編組，車輛選擇《地鐵設計規(guī)范》[15]中A型車，每節(jié)車廂長22.5 m，寬3.0 m，高3.8 m，4對車門，3對窗戶。

圖3 隧道三維有限元模型(單位：m)

如今，毫米波技術被認為是克服無線頻譜資源稀缺的最具潛力的無線通信技術，許多國內外團隊已經進行了毫米波頻段技術的開發(fā)研究[16-18],并且已有團隊針對空隧道場景中毫米波的傳播展開測試活動，為了給毫米波技術在隧道場景中應用提供更多的參考，在頻率選擇上除了選擇與上節(jié)實測載頻一致的1.4 GHz外，增加載頻38.0 GHz作對比。 載頻選擇1.4 GHz時，模型材料參數(shù)及天線參數(shù)沿用表1和表2設置；載頻選擇38.0 GHz時，發(fā)送天線選擇定向天線，接收天線設置為全向天線，模型材料參數(shù)及天線參數(shù)需調整部分見表3，其余參數(shù)沿用表1和表2的取值。所有材料的電磁參數(shù)皆依據(jù)ITU-R P.2040提供的參考建議值設置。無線通信信號覆蓋方式選擇2種：直接覆蓋方式和中繼覆蓋方式。

表3 天線參數(shù)取值

在直接覆蓋方式下，理論上無線電波需要透過玻璃才能抵達位于車體內部的接收端，而毫米波在透射過程中將受到極大衰減，測量與仿真中基本可以認為無透射現(xiàn)象產生[19]，所以此狀態(tài)下只仿真載頻1.4 GHz時的情況，不考慮載頻38.0 GHz。發(fā)射天線和接收天線位置如圖4所示，發(fā)射天線Tx位于軌道中間位置，高度為2.7 m，接收天線Rx從距發(fā)射天線Tx位置1 m開始，每間隔1 m設置1個，共計100個仿真點，高度設置為2.2 m。當有列車存在時，列車車體位置設置在距發(fā)射天線Tx60 m處。

圖4 直接覆蓋方式天線位置設置示意圖(單位：m)

中繼覆蓋方式能夠克服由穿透損耗對通信系統(tǒng)帶來的不利影響，這種方式理論上也更加符合未來高性能無線通信網絡設計的需要。選擇中繼覆蓋方式時，收發(fā)天線位置設置如圖5所示。為了豐富對比結果，全面反映不同收發(fā)天線位置組合的信道特性，接收天線位置設置2個，位于車頭中部Rx1和車頭頂部Rx2，發(fā)射天線位置設置3個，位于隧道中間Tx1，隧道頂部Tx2和隧道壁Tx3，當發(fā)送天線選擇定向天線時，由于收發(fā)天線的高度差，使得定向天線不能完全對準位于車頂頭部的接收天線Rx2，所以會造成在一定距離內接收天線Rx2接收不到直射徑信號。列車由距離發(fā)射天線Tx1250 m處開始逐漸向發(fā)射天線運行。考慮到設備的計算能力和存儲能力，每5 m記錄1次仿真結果。為了對比分析，對同樣條件下的空隧道、自由空間進行仿真。

圖5 中繼覆蓋方式天線位置設置示意圖(單位：m)

3.2 大尺度衰落

直接覆蓋方式下，載頻1.4 GHz，隧道內有列車、空隧道和自由空間時3種場景下路徑損耗仿真結果對比如圖6所示。由圖6可知：在該設置條件下，收發(fā)天線間距小于60 m時，空隧道與有車隧道內電磁波傳播的路徑損耗比較接近，變化趨勢一致，并沒有受到車體明顯的影響；當收發(fā)天線距離增加到60 m時，即列車車體所在位置，有車隧道路徑損耗急劇增加，較空隧道路徑損耗高出10～50 dB，平均高出30 dB左右，且波動變化劇烈，同時也超過自由空間路徑損耗，與文獻[20]理論計算結果相符合。空隧道路徑損耗繼續(xù)保持原有變化趨勢，且變化趨緩。可見，當接收天線位于車廂內部時，對應圖6中60～100 m部分，無線電波透過列車車體會帶來比較大的穿透損耗，造成信道傳播環(huán)境迅速惡化。

圖6 3種場景下路徑損耗與收發(fā)天線間距的關系曲線

中繼覆蓋方式下，1.4和38.0 GHz這2種載頻，不同收發(fā)天線位置組合，5種場景下路徑損耗仿真結果對比如圖7所示。

圖7(a)，(b)，(c)為載頻1.4 GHz時的仿真結果，對該設置條件下的仿真結果應用對數(shù)距離路徑損耗模型擬合，得到的對比結果見表4。

圖7(d)，(e)，(f)為載頻38.0 GHz時的仿真結果，對于毫米波通信，路徑損耗與傳統(tǒng)的窄帶無線通信系統(tǒng)不同，其不再僅僅是收發(fā)機之間距離的函數(shù)，還是發(fā)射頻率的函數(shù)。考慮到模型的簡化問題，通常情況下會忽略頻率的影響，而僅僅考慮路徑損耗與收發(fā)天線之間距離的關系，因此，大尺度衰落損耗模型仍采用傳統(tǒng)的對數(shù)距離路徑損耗模型[19]，對該設置條件下的仿真結果應用傳統(tǒng)路徑損耗模型擬合，得到的對比結果也見表4。

表3和表4中的數(shù)據(jù)與文獻[6，14]結果相比略小，原因除了受到隧道環(huán)境和收發(fā)天線位置設置的影響，還與仿真距離有關系。由圖7和表4可得到如下結論。

(1)在空隧道的情況下，圖7(a)中，當發(fā)射天線選擇Tx1時，接收天線Rx1接收到的無線電信號經歷的路徑損耗明顯小于Rx2；圖7(b)中，當發(fā)射天線選擇Tx2時，接收天線選擇Rx1和Rx2的路徑損耗則非常接近，而且此時的路徑損耗無論是值還是波動也要更大一些；圖7(c)中，當發(fā)射天線選擇Tx3時，2個接收天線Rx1和Rx2位置的路徑損耗差距介于前2種情況之間；從表4中路損指數(shù)對比結果來看，發(fā)射天線選擇Tx1和Tx2時，Rx1和Rx2兩個接收天線位置的路損指數(shù)是比較接近的，差值明顯小于發(fā)射天線選擇Tx3位置。上述結果說明了，載頻1.4 GHz時，發(fā)射天線的位置對路徑損耗的影響要強于接收天線位置，發(fā)射天線越接近隧道中心位置，路徑損耗對接收天線位置才會越敏感。

圖7 不同載頻不同收發(fā)天線組合時5種場景下路徑損耗與收發(fā)天線間距的關系曲線

表4 路徑損耗對比

(2)在空隧道情況下，載頻選擇38.0 GHz時，發(fā)射天線選定之后，接收天線位置的改變對路徑損耗的影響并不大，雖然收發(fā)天線同時選擇隧道中間位置，即Tx1和Rx1的天線組合時，路徑損耗依然最小，但與其他天線組合之間的差距變小；收發(fā)天線不同時選擇隧道中間位置時，路徑損耗的變化范圍都在95 dB左右，要比1.4 GHz載頻時多衰減30 dB左右，路損指數(shù)在0.4～1.3之間，差距不大。

(3)當隧道中有車體、載頻為1.4 GHz時，接收天線Rx1和Rx2路徑損耗與空隧道相當，路損指數(shù)比較接近，產生這種現(xiàn)象主要是因為接收天線Rx1與Rx2的位置在車體之前，且距離車體較近，經過車體反射到接收天線的反射徑并不多，對接收功率影響不十分明顯。

(4)當隧道中有車體、載頻為38.0 GHz時，雖然接收天線Rx1和Rx2路徑損耗與空隧道重合度依然比較高，路損指數(shù)也比較接近，但與載頻1.4 GHz結果相比，差異稍有增加。

3.3 小尺度衰落

直接覆蓋方式下，載頻1.4 GHz時，隧道內有列車和空隧道2種場景下均方根時延擴展仿真結果對比如圖8所示。由圖8可知：對于空隧道場景，在收發(fā)天線距離比較近的時候，均方根時延擴展達到5～10 ns，而隨著距離的增加，均方根時延擴展逐漸減小，距離與均方根時延擴展呈現(xiàn)反比關系。這種現(xiàn)象符合隧道傳播環(huán)境特點，隨著距離的增加，主要反射徑與直射徑之間的距離差變小，由此帶來的多徑時延差和相位差減小，多徑效應減弱。從波模理論也可對這種現(xiàn)象作出解釋，當收發(fā)天線距離較近時，存在多種模式的電波，隨著收發(fā)天線距離的增加，波導效應顯現(xiàn)，大量高階模式迅速衰減，最后將只有基礎模式存在，因此均方根時延擴展會變得越來越小[18]。對于隧道有列車存在的場景，結果出現(xiàn)明顯不同；在收發(fā)天線間距小于50 m左右時，有車隧道均方根時延擴展接近空隧道結果；當距離達到50 m之后，即接收天線處在車前10 m左右及列車內部時，由于車體的存在，導致反射徑和散射徑的增加，均方根時延擴展出現(xiàn)劇烈變化，最大時接近達到30 ns。

圖8 2種場景下均方根時延擴展與收發(fā)天線間距的關系曲線

中繼覆蓋方式下，1.4和38.0 GHz這2種載頻，不同收發(fā)天線組合，隧道有列車與空隧道的均方根時延擴展變化對比如圖9所示。計算不同情況下得到的均方根時延擴展的平均值，結果見表5。由于仿真隧道環(huán)境比較簡單，收發(fā)天線周圍散射體并不多，所以載頻1.4 GHz仿真結果與文獻[14]測量結果相比稍小一些，載頻38.0 GHz時仿真結果與文獻[16]中直隧道場景結果接近。

圖9 不同載頻不同收發(fā)天線組合時5種場景下均方根時延擴展與收發(fā)天線間距的關系曲線

對比圖9仿真結果和表5不同組合情況的平均值，可以得到以下結論。

(1)在空隧道場景、載頻1.4 GHz時，隨著距離的增加，均方根時延擴展均呈現(xiàn)逐漸減小的趨勢，這與直接覆蓋方式得到的結果一致；發(fā)射天線Tx2與接收天線Rx2的組合結果略顯例外，均方根時延擴展出現(xiàn)了先增后減的趨勢，這主要是因為此時的收發(fā)天線都相對比較接近隧道墻壁，接收端能夠接收到的高階模式的反射波先增加后減少，隨著距離繼續(xù)增加，高階模式迅速衰減，逐漸只剩下基礎模式[21]，所以會出現(xiàn)先增后減的趨勢；當發(fā)射天線位于隧道中心和隧道墻邊的時候，不同位置接收天線接收信號的均方根時延擴展呈現(xiàn)逐漸接近的趨勢，但發(fā)射天線選擇隧道頂部位置時，趨勢明顯要更加緩慢。由此可見，發(fā)射天線越接近隧道中心位置，均方根時延擴展受接收天線位置影響越小。

表5 均方根時延擴展平均值對比

(2)空隧道場景、載頻38.0 GHz時，均方根時延擴展與載頻1.4 GHz時整體變化趨勢一致，但值要略小。

(3)在隧道中有列車、載頻為1.4 GHz時，接收天線Rx1和Rx2位置的均方根時延擴展結果比空隧道會有所增加。這主要歸因于列車車體的存在，增加了反射體和散射體數(shù)量，帶來更多的多徑，導致了時延擴展的增加。隨著距離的增加，高階模式衰減，模式數(shù)目減小，加上距離增加之后射線路徑差更小，多徑時延彼此更加接近，多徑效應開始減弱，均方根時延擴展逐漸減小。

(4)在隧道中有列車、載頻為38.0 GHz時，位于列車車頭頂部位置的接收天線Rx2的時延擴展要比Rx1位置的小，這要歸因于其比較接近隧道壁。接收天線Rx2位置的均方根時延擴展出現(xiàn)明顯不同，車體的存在造成均方根時延擴展劇烈變化，平均值也要遠大于空隧道。出現(xiàn)這種現(xiàn)象，主要是因為接收天線Rx2位于列車車頭頂部位置，介于車體與隧道壁之間，且接近車體棱邊，發(fā)射天線選擇定向天線，接收天線Rx2位置不存在直射路徑，電磁波衰減比較快，隨著距離的增加，高階反射徑、散射徑逐漸對時延擴展起主要作用，車體的加入，會帶來更豐富的多徑，均方根時延擴展也會變得更大。接收天線Rx1位置雖然也近車廂，但位于隧道中間、車頭中部位置，而車體和車窗玻璃設置的粗糙度是0，所以散射徑不會像Rx2位置豐富，均方根時延擴展變化自然會存在差距。

4 結 論

(1)采用直接覆蓋通信方式時，列車車體對傳播環(huán)境的惡化嚴重。隧道中加入列車車體之后，位于車體內部的接收天線較空隧道、相同位置時的路徑損耗急劇增加，平均高出30 dB左右，均方根時延擴展出現(xiàn)劇烈變化，最大時接近達到30 ns。位于車體外部的接收天線較空隧道、相同位置時的路徑損耗和均方根時延擴展稍有增加。

(2)采用中繼覆蓋通信方式、空隧道、載頻為1.4 GHz時，發(fā)射天線越接近隧道中心位置，路徑損耗對接收天線位置會越敏感，均方根時延擴展受接收天線位置影響越小。載頻38.0 GHz時，發(fā)射天線位置選定后，接收天線位置的選擇對路徑損耗和均方根時延擴展影響變小。

(3)采用中繼覆蓋通信方式、隧道中有列車時，2種載頻，列車車體對于路徑損耗的影響都不明顯，載頻1.4 GHz時的路徑損耗比載頻38.0 GHz時要小30 dB左右，而對于均方根時延擴展，載頻38.0 GHz時，不同位置的接收天線設置對結果影響很大，說明38.0 GHz毫米波信號更容易受隧道內散射物的影響，形成角度更豐富的多徑。當載頻為1.4 GHz時，收發(fā)天線分別設置在車頭中部和隧道墻邊位置路徑損耗相對較小，均方根時延擴展亦不大。當載頻為38.0 GHz時，發(fā)射天線設置在隧道頂部或者墻邊均可，接收天線設置在車頭中部位置路徑損耗和均方根時延擴展最小。