結合變壓器正反激原理的動力電池主動均衡方法

李玉,徐俊,彭程,梅雪松

(1.西安交通大學陜西省智能機器人重點實驗室,710049,西安; 2.西安交通大學機械制造與系統工程國家重點實驗室,710049,西安; 3.西安交通大學機械工程學院,710049,西安)

隨著電動汽車的快速發展,鋰離子電池因具有自放電率低、電壓水平高、充電效率高、能量密度高、沒有記憶效應等優點而被廣泛應用[1-2]。為了達到電動汽車所需要的輸出電壓和續駛里程,需要將許多單體電池串并聯連接構成電池組[3-5]。然而,由于制造和使用環境的差異,電池組中的電池狀態存在不一致現象,導致電池組容量下降,甚至出現起火、爆炸等危險[6-7]。電池均衡是目前解決電池不一致問題的有效方法[8]。

常見的電池均衡方法有被動均衡和主動均衡[9-10]:被動均衡方法主要采用耗散元件將電池多余的能量以熱能的形式耗散,結構簡單,但能量損耗嚴重,均衡效率較低,熱管理難度大[11];主動均衡方法因可以有效提高均衡速度和效率而被廣泛研究。根據能量轉移器件的不同,主動均衡可以分為基于電感、電容、變壓器等均衡方法[12]。基于電感的均衡方法只能在相鄰電池單體間實現能量的直接轉移,在不相鄰電池間均衡時,能量需經多次中間轉換,均衡效率和速度大大降低[13-14];基于電容的均衡方法受限于均衡電池間的電壓差,電壓差較小時,均衡能力較差,甚至無法均衡[15-16];基于變壓器的均衡方法分為反激和正激的均衡方法[17-20],其中基于變壓器反激原理的均衡方法,由于每節單體電池需要變壓器及控制信號,元器件和控制信號數量較多,因此系統成本高[17],基于變壓器正激原理的均衡方法,由于增加了額外的去磁電路,因而使得結構體積大、成本高[18]。

電動汽車電池均衡系統要求均衡電路具有較少的元器件數量、簡單的控制復雜度、較快的均衡速度、低的系統成本,而上述的均衡方法或多或少存在一些問題,因此本文基于傳統變壓器均衡方法提出了一種結合變壓器正反激原理的電池單元與電池組間均衡方法。該方法將變壓器正激與反激原理相結合,同一電池單元內的電池采用變壓器正激原理實現均衡,電池單元與電池組間采用變壓器反激原理實現均衡。首先,設計了一種均衡電路的拓撲結構,分別分析了在兩種工作模式下的均衡原理和實現條件。并設計了相應的均衡控制策略,在不同條件下選擇對應的均衡模式。然后,搭建電池均衡實驗平臺,驗證所提出的均衡方法和控制策略的可行性和有效性。實驗結果表明,結合變壓器正反激原理的電池均衡方法能夠在使用較少的元器件、無需去磁電路、結構成本低的情況下達到良好的均衡效果。

1 均衡電路設計

(a)整體均衡結構

(b)第i個模組均衡結構圖1 均衡拓撲結構

電池均衡方法是利用適當的均衡電路拓撲結構,使能量在電池間或電池與電池組間轉移,從而消除電池間的差異,保證電池組中各單體電池處于均衡狀態。本文提出的結合變壓器正反激原理的主動均衡方法,可以同時實現電池間和電池與電池組間的均衡。整體均衡結構如圖1a所示,均衡系統分為n個均衡模組,每個模組中包含電池單元、開關單元和變壓器。以第i個模組為例,均衡結構如圖1b所示,電池單元Bi由m個相鄰的電池Cij(j=1,2,…,m)組成;開關單元Si由電池組對應的MOS管Mi和電池對應的m個MOS管Mij(j=1,2,…,m)構成;變壓器Ti有m+1個繞組,一次側對應繞組Wi,其兩端分別與電池組正負極相連,二次側的m個繞組Wij(j=1,2,…,m)分別連接電池單元中m節電池。

如圖1所設計的結合變壓器正反激的主動均衡結構,均衡系統實現模組化,同一模組內的電池共用變壓器,均衡元器件數量明顯減少;在均衡過程中,電池單元內由于變壓器正激均衡產生的剩余磁能是由電池單元與電池組間的反激變壓器消除,不需要額外的消磁電路,均衡元器件數量進一步減少;一個均衡模組只需一對互補的PWM信號分別控制電池組和均衡模組內電池對應的MOS管,大大降低了MOS管驅動電路的控制信號數量和控制復雜度;各模塊互不影響,可以同時獨立實施均衡,能量可以在電池組與電池單元間實現雙向流動,使得均衡電路具有較快的均衡速度,使用成本降低;利用變壓器反激原理實現電池組與電池單元間能量轉移的同時,電池單元內的電池利用變壓器正激原理實現均衡,變壓器的磁芯充分利用,功率密度較高。

2 均衡電路工作原理

根據本文所提出的一種結合變壓器正反激原理的主動均衡電路,每個均衡模組只需要一對互補的PWM信號控制相應的MOS管,即PWM+和PWM-。其中,PWM-控制信號是為了防止由MOS管體二極管壓降造成能量損失。根據能量轉移方向的不同,均衡系統分為兩種工作模式:電池組向電池單元充電以及電池單元向電池組放電。

為了簡化均衡原理的分析過程,做以下假設:

(1)每個均衡模組的電池單元中包含兩個串聯的電池單體,即模組中m=2;

(2)電池單元與電池組電壓關系如下

(1)

式中:Vave,1和Vave,2分別為電池單元1和電池單元2的平均電壓;Vave,p為電池組平均電壓。

2.1 電池組向電池單元充電

對于電池組向電池單元充電的均衡模式,均衡過程分為3個階段。第1階段,電荷從電池組轉移至變壓器一次側繞組;第2階段,變壓器將儲存的電荷轉移至電池單元;第3階段,將所有MOS管關斷以保證電路運行在斷續模式(DCM)。以電池組向電池單元1轉移電荷為例,均衡過程中的關鍵波形如圖2所示。

第1階段(t0-t1):如圖2a所示,在t0時刻,MOS管M1導通,電池組與M1、變壓器T1的一次側繞組W1形成閉合回路。電荷從電池組轉移至繞組W1,電流變化如圖3a所示。為了計算簡便,忽略電流環路中的內阻。

(a)MOS管M1上的電壓波形

(b)MOS管M11上的電壓波形

(c)變壓器T1一次側繞組W1上的電流波形

(d)變壓器T1二次側繞組W11上的電流波形

(e)變壓器T1二次側繞組W12上的電流波形圖2 電池組向電池單元充電關鍵波形

根據基爾霍夫電壓定律,通過一次側繞組W1的電流iW1與其兩端電壓VW1的關系如下

(2)

式中:L1為變壓器T1一次側繞組W1的電感值。

由于變壓器工作在DCM下,初始電流iW1,t0=0,解一階微分方程式(2)可得流經繞組W1的電流

(3)

M1導通時,繞組線圈W1兩端的電壓值VW1近似等于電池組端電壓

VpVW1=Vp

(4)

因此,如圖2c所示,當t=t1時,電流達到最大值,峰值電流IW1,peak為

(5)

第2階段(t1-t2):如圖2b所示,在t1時刻,M1關斷的同時,M11和M12導通。電池單體C11與M11、變壓器T1的二次側繞組W11形成閉合回路;電池單體C12與M12、二次側繞組W12形成閉合回路。電荷從變壓器轉移至電池單元,電流變化如圖3b所示。

根據安培環路定則,可得

N11iW11,t1+N12iW12,t1=N1iW1,t1=N1IW1,peak

(6)

式中:N11和N12分別為繞組W11和W12的匝數;N1為繞組W1的匝數;iW11和iW12分別為通過繞組W11和W12的電流。

由于各電池均衡結構對稱,因此,變壓器二次側繞組匝數和電感值均相同,令

N11=N12=N10

(7)

L11=L12=L10

(8)

結合式(6)(7)可得

(9)

根據基爾霍夫電壓定律,可得如下關系

(10)

(11)

式中:VW11和VW12分別為繞組W11和W12端電壓。

流經繞組W11和W12的電流波形如圖2d和圖2e所示,電池C11和C12的充電電流可表示為

(12)

(13)

如式(12)和(13)所示,電池充電電流與其端電壓成反比,因此,具有越低電壓的電池,其充電電流越大,滿足均衡結構設計要求。

第3階段(t2-t3):在此階段,關閉均衡電路中的所有MOS管,確保變壓器工作在DCM中。

2.2 電池單元向電池組放電

對于電池單元向電池組放電的均衡模式,電荷轉移方向與前一模式相反。以電池單元2向電池組轉移電荷為例,關鍵波形如圖4所示,均衡過程同樣可分為3個階段。

第1階段(t0-t1):如圖4a所示,M21和M22同時導通,電荷從電池C21和C22分別轉移至變壓器T2的二次側繞組W21和W22,電流流動如圖5a所示。

流經繞組W21和W22的電流波形如圖2c和圖2d所示,根據基爾霍夫電壓定律,流過繞組W21和W22的電流iW21和iW22分別可表示為

(14)

式中:L11為變壓器T2二次側繞組W21的電感值。

(15)

式中:L12為變壓器T2二次側繞組W22的電感值。

由于變壓器結構對稱,二次側繞組電感值相同,令

L21=L22=L20

(16)

(a)MOS管M21上的電壓波形

(b)MOS管M2上的電壓波形

(c)變壓器T2二次側繞組L21上的電流波形

(d)變壓器T2二次側繞組L22上的電流波形

(e)變壓器T2一次側繞組L2上的電流波形圖4 電池單元向電池組放電關鍵波形

由于均衡在DCM條件下進行,初始電流為0,通過求解一階微分方程(14)和(15),可得電池C21和C22的放電電流為

(17)

(18)

從式(17)和(18)可看出,電池放電電流與其端電壓存在正比關系,即電壓越高的電池放電電流越大,與均衡結構設計一致。

在t=t1時刻,電池C21和C22的放電電流達到峰值

(19)

(20)

第2階段(t1-t2):如圖4b所示,t1時刻,M21和M22關斷的同時導通M2,電流路徑如圖5b所示。根據安培環路定則,此時,變壓器T2具有峰值電流IW2,peak為

N21iW21,t1+N22iW22,t1=N2IW2,peak

(21)

式中:N21和N22為繞組W21和W22的匝數;N2為繞組W2的匝數。

根據基爾霍夫電壓定律在變壓器T2一次側的放電回路中的應用,可得

(22)

式中:VW2為一次側繞組W2的端電壓。

如圖4e所示,根據回路初始電流iW2,t1,可得流經繞組W2電流

(23)

第3階段(t2-t3):如圖5c所示,所有MOS管關斷,保證均衡運行在DCM中。

3 均衡控制策略

均衡控制策略是通過判斷電池組中電池的狀態,選取對應的均衡工作模式,進而控制相應MOS管的通斷,達到均衡電池狀態的目的。首先設定電壓允許差值V0=0.02 V,然后,

根據檢測到的電壓

(a)第1階段(b)第2階段(c)第3階段

圖5 電池單元向電池組放電均衡過程分析信息估算電池單元與電池組的電壓狀態,最后根據電壓狀態判斷是否需要均衡及應當采取的均衡模式。

均衡模式的選取依據是電池組與電池單元的電壓差,具體的控制流程如圖6所示。Vave,p表示電池組的電壓狀態,Vave,i(i=1,2,…,n)表示各個電池單元的電壓狀態,當電池組與電池單元間電壓狀態差值小于設定允許差值V0時,說明電池狀態滿足一致性要求,不執行均衡命令。當電壓狀態差值大于設定差值,即|Vave,p-Vave,i|>V0時,說明電池狀態不一致程度較大,需要實施均衡。進一步,根據電池組與電池單元電壓狀態的大小關系,判斷需要采取的均衡模式。當電池組電壓狀態大于電池單元電壓狀態,即Vave,p-Vave,i>V0時,說明電荷需要從電池組轉移至電池單元,則采用電池組向電池單元充電的均衡模式;否則電荷需要從電池單元想電池組轉移,采用電池單元向電池組放電的均衡模式。經過一次均衡循環后,繼續根據檢測到的電壓信息判斷是否需要均衡及需要采取的均衡模式,直至電池狀態達到一致性要求,即電池組中電壓差小于設定允許電壓差。

圖6 均衡控制流程

從圖6中可以看出,控制策略中包括兩種均衡工作模式,與本文提出的均衡結構相匹配。因此,采用所提出的均衡方法和控制策略,能夠根據電池狀態選擇適當的均衡模式。

4 實驗驗證

4.1 實驗平臺

為了驗證所提出的均衡方法和控制策略,搭建了電池均衡實驗平臺。實驗原理如圖7所示。首先,將測試電流數據寫入控制器。均衡過程中,信號采集電路將電池組的電壓信息通過CAN發送至控制器,控制器根據信息判斷均衡模式并發出PWM信號控制均衡電路對電池實施均衡。與此同時,控制器將電池測試數據利用RS485發送至程控電源與電子負載,根據測試電流數據的正負,交替控制程控電源對電池組進行充電或控制電子負載對電池組進行放電,使得電池在模擬工況下充放電。上位機實時顯示電池狀態。

圖7 電池均衡原理圖

電池均衡實驗平臺如圖8所示。將4節容量為2 900 mA·h、電壓范圍為2.5～4.2 V的NCR 18650電池串聯形成電池組,分為兩個電池單元;變壓器采用PC44材料的PQ20/20型,一次側與二次側繞組電感值分別為66.667 μH和8.473 μH;開關采用頻率為25 kHz的IRF540N型MOS管。

圖8 電池均衡實驗平臺

4.2 電池均衡實驗驗證

在所搭建電池均衡控制實驗平臺的基礎上,首先在電池靜置的情況下對電池組實施均衡,實驗結果如圖9所示,4節電池C11、C12、C21、C22初始電壓分別為3.687、3.586、3.365和3.236 V。初始電壓差較大,均衡過程中,高電壓電池的電壓逐漸下降,低電壓電池的電壓逐漸上升。均衡后,電池電壓分別為3.457、3.453、3.445和3.443 V,電池電壓差值小于設定的允許電壓差,均衡效果明顯。

圖9 靜置狀態下的均衡

綜合考慮均衡初始、最終電壓差及均衡時間等因素,定義單位時間的均衡速度為

(24)

式中:V0和VT分別為均衡初始和最終電壓差;T為均衡時間。

采用本文均衡方法經過4.5 ks的均衡,電池組最大壓差從451 mV降至14 mV,均衡速度為0.097 mV/s。將現有的多種均衡方法均衡速度進行對比:文獻[19]經過6.12 ks的均衡,電池組最大壓差從260 mV降至20 mV,均衡速度為0.039 mV/s;文獻[17]雖然均衡時間為2.34 ks,但電池組最大壓差僅從初始的24.1 mV降至最終的13.3 mV,均衡速度為0.005 mV/s;文獻[20]電池組電壓變化明顯,最大壓差從531 mV降至8 mV,但均衡用時17.49 ks,均衡速度為0.030 mV/s。相比較而言,結合變壓器正反激原理的均衡方法具有較快的均衡速度和良好的均衡效果。

圖10 UDDS測試電流曲線

進一步驗證提出的均衡方法在電動汽車用電池使用過程中的均衡效果,引入美國城市循環工況(UDDS)對電池進行充放電,模擬電池實際使用過程。UDDS測試電流曲線如圖10所示。均衡實驗過程中,電池電壓在UDDS測試過程中隨著UDDS測試電流上下波動,結果如圖11所示。

由圖11可知,4節電池初始電壓分別為4.014、3.953、3.879和3.820 V。當均衡持續約4 300 s后,4節電池的最終電壓分別為3.653、3.650、3.645和3.641 V。在均衡過程中,電池間的電壓差逐漸減小,最大電壓差從初始的0.194 V降為0.012 V,小于設定的允許電壓差。因此,所提出的電池均衡方法能夠實現良好的均衡效果,可有效解決電池不一致問題。

圖11 UDDS測試條件下的均衡

5 結 論

針對電動汽車動力電池不一致問題,本文提出了一種結合變壓器正反激原理的主動均衡方法。首先,設計模組化的均衡電路,實現變壓器正反激原理相結合的均衡功能;然后,分析兩種均衡模式的工作原理,并結合相應的控制策略,實現兩種均衡模式的自動選擇;最后,為了驗證本文提出的動力電池主動均衡方法的有效性,搭建電池均衡實驗平臺,分別在靜置和UDDS測試條件下,模擬動力電池實際工況。實驗結果表明,大約經過4 ks,動力電池組便可實現均衡。與相似類型的幾種均衡方法比較,提出的結合變壓器正反激原理的主動均衡方法能夠在元器件少、控制復雜度低的前提下達到更快的均衡速度。