巡檢機器人無線充電系統高頻逆變器設計

楊明花

(浙江浙能溫州發電有限公司，浙江 溫州 325602)

0 引言

火電廠輸煤系統包括皮帶機、碎煤機、除塵器等眾多設備，輸煤線路長，粉塵、噪聲等污染比較嚴重。隨著智慧電廠建設的逐步推進，火電生產企業的可靠性和安全性要求越來越高，巡檢人員的工作負荷也變得越來越繁重[1]。因此，軌道式巡檢機器人在火電廠輸煤系統中具有很好的應用前景。軌道式巡檢機器人的行走機構及其所搭載的攝像機、傳感器等，均為高耗能設備，用電量大。因此，軌道式巡檢機器人需要頻繁進行電能補給。輸煤現場往往伴隨有噴淋、沖洗等作業，會對現場的用電安全帶來隱患。因此，研制具備高防護等級的無線充電裝置顯得尤為重要[2]。高頻逆變器是軌道式巡檢機器人無線充電系統中非常重要的設備之一，其工作的可靠性及工作效率直接影響整套無線充電系統的可靠性和工作效率。

目前，無線充電系統中所采用的逆變器拓撲有電壓型全橋逆變器、電流型全橋逆變器、D 類功率放大器、E 類功率放大器等。不同的逆變器拓撲適用于不同的頻率和功率場合。文獻[2]采用電壓型全橋逆變器，工作頻率為85 kHz，輸出功率為3 kW，高頻逆變器效率為96.6%，系統整體效率為 88%。文獻[3]采用多電平擴容技術，利用模塊化的電壓型全橋逆變器實現了60 kHz、1 MW的功率輸出，系統整體效率為82.7%。本文通過分析高頻逆變器的設計難點，給出了實現零電壓關斷(zero voltage switch,ZVS)軟開關的工程實現方法，并研制出系統最高工作頻率為1 MHz的逆變器。當輸入功率大于1 kW，逆變器效率可達95%以上。

1 巡檢機器人無線充電系統

典型的巡檢機器人無線充電系統如圖1所示。

圖1 巡檢機器人無線充電系統示意圖Fig.1 Wireless charging system for patrol robot

巡檢機器人無線充電系統主要由整流器、高頻逆變器、補償網絡、耦合線圈及負載等部分組成。其基本工作原理為：電網中的工頻交流電由初級側的整流器變為直流電，然后通過逆變器變為高頻交流；產生的高頻交流電經過初級側諧振網絡后，在發射線圈上產生交變電磁場；巡檢機器人中的接收線圈感應出高頻交流電，與次級側補償網絡形成諧振，將能量經由高頻整流橋變為直流電后，給蓄電池充電[3]。一般將發射和接收線圈統稱為磁耦合器，將整流器、逆變器、補償網絡及磁耦合器統稱為無線電力傳輸(wireless power transfer,WPT)系統。

巡檢機器人無線充電系統工作環境惡劣，可靠性要求高。因此，高頻逆變器作為巡檢機器人無線充電系統的核心部件，其工作的可靠性直接影響整套無線充電系統的正常工作。一般要求高頻逆變器可靠性、散熱性好，抗電磁干擾強及無功功率小。如果高頻逆變器不采用軟開關，則開關器件面臨著過高的電壓上升率和電流上升率，嚴重時可能損壞功率器件，影響巡檢機器人無線充電系統工作的可靠性，并且會產生電磁干擾問題。

整個電路系統中，逆變器決定了系統的最大工作頻率與輸入功率，通過補償網絡使系統達到諧振狀態[4-6]。本文首先從無線電能傳輸系統的基本工作原理出發，提出了增大耦合線圈之間傳輸功率的方法。然后對功率MOSFET和二極管的工作過程進行了詳細分析，得出軟開關電路的設計方法，從而抑制功率器件開關瞬間的電壓變化率和電流變化率，起到對器件的保護作用，達到盡可能提高逆變器的輸出功率的目的。對此，本文成功研制出功率容量為5 kW、最高工作頻率1 MHz的逆變器。經試驗測試，逆變器工作頻率為815 kHz；當逆變器輸出功率大于1 kW時，逆變器效率大于95%。

2 無線充電系統功率傳輸關鍵因素分析

逆變器為整個電路提供高頻交流電。逆變器性能的優劣直接關系到無線充電系統的傳輸功率和效率。為進一步明確系統傳輸功率的影響因素，將耦合器和補償網絡分離。

磁耦合器與補償網路電路模型如圖2所示。

圖2 磁耦合器與補償網路電路模型示意圖Fig.2 Circuit model of magneto coupler and compensation networks

圖2中：L1、L2分別為初級側線圈和次級側線圈自感；M為兩線圈互感；iP與iS分別為流過兩線圈的電流瞬時值；V12為初級側線圈上由次級側線圈電流引起的感應電壓；V21為次級側線圈上由初級側線圈電流引起的感應電壓；S12、S21為兩個線圈相互傳遞的功率。

圖2中的感應電壓表達式分別為：

(1)

式中：IP與IS分別為相應量的相量有效值。

由圖1可知，傳遞給負載的功率受耦合線圈傳輸能力的限制。忽略線圈的內阻和其他損耗，在系統諧振的條件下，IP與IS之間的相位差為90°，初級側線圈傳遞到次級側線圈的功率為：

S12=|V21IS|=ωMISIP

(2)

由式(2)可知，耦合線圈之間傳輸功率的大小由四個變量決定，分別為諧振頻率、互感、初級側線圈電流以及次級側線圈電流。為了實現大功率傳輸，在傳輸距離較大(大于50 mm)時，一般主要是增加互感和系統工作頻率。

初級側線圈和次級側線圈的電流值主要受諧振網絡的影響，電流過大容易損壞元器件，造成系統崩潰，因此不能隨意增加電流值。

無線充電系統中，兩同軸平行平面螺旋線圈之間的互感近似值為：

(3)

式中：μ0=4π×10-7H/m；n1為初級側線圈匝數；n2為次級側線圈匝數；r1為初級側線圈半徑；r2為次級側線圈半徑；d為兩線圈之間的距離。

由式(3)可知，有兩種方法可以增加互感，一是增加線圈的匝數和半徑，二是減小耦合線圈之間的距離。但是，前者會增加充電裝置的體積，同時引入較大的損耗，降低系統的效率；后者會減小系統的傳輸距離。因此，這兩種方法都使得巡檢機器人無線充電失去意義。目前的主流做法是使用大量磁芯來增加互感。雖然這樣能明顯增大互感的大小，但是也存在不足。例如，磁芯的價格較貴，大量使用磁芯會提高系統的成本[7]；同時，磁場在磁芯中會產生渦流，帶來額外的損耗。

另一種方法為適當增大系統的工作頻率[5]。目前，巡檢機器人無線充電系統的標準頻率一般為85 kHz，可以將系統的工作頻率提升到400 kHz以上。雖然開關頻率的提高，會增大逆變器開關損耗及線圈交流阻抗損耗等，但適度增加仍有利于提高系統的傳輸功率。受功率器件的限制，目前市場上的逆變器不能兼顧頻率和功率。功率器件MOSFET雖然工作頻率較高，但是功率較低。絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)功率較高，但是頻率很低，只有幾十kHz。因此，大功率的無線充電系統的頻率都比較低。近幾年來，受益于SiC功率器件的發展，研制大功率高頻逆變器成為可能。

3 高頻逆變器設計

巡檢機器人無線充電系統電磁干擾大，要求逆變器具有抗強電磁干擾的能力、體積盡量小、輸出功率盡可能大。因此，逆變器采用高頻、軟開關技術進行設計，并采用集成度高的驅動芯片。以下對功率器件的選型、軟開關的設計技術及驅動電阻的選取進行詳細分析。

3.1 功率器件選型

逆變器工作頻率高，傳統的Si材料無法滿足使用要求。與Si材料相比，SiC具有耐溫大、臨界擊穿電壓高、導通電阻小及電子飽和漂移速度快等特點。因此，SiC功率器件開關速度快、電流密度高，特別適用于高頻和大功率場合[9-10]。

3.2 軟開關技術

逆變器輸出功率大，其開關損耗也隨之增大。因此，如何利用軟開關技術降低逆變器損耗已成為研究熱點。軟開關技術依靠諧振來實現，因此，電路中至少包含一個諧振回路，諧振回路至少包含一個電感和電容。WPT系統典型電路結構如圖3所示。

圖3 WPT系統典型電路結構圖Fig.3 Typical circuit structure of WPT system

在逆變器的輸出端，電路可以等效為電容、電感與一個阻抗的串聯，將MOSFET等效為導通電阻與輸出電容模型。因此，WPT系統可以等效為如圖4所示的串聯諧振變換器。圖4中，R為系統初級側的等效輸入阻抗。

圖4 WPT系統等效負載串聯諧振變換器Fig.4 Equivalent load series resonant converter for WPT system

在軟開關狀態下，整個電路表現為弱感性，A、B之間電流滯后電壓。假設初始時S1和S4導通，電流由A流向B，S2、S3的結電容VC2、VC3的極性為上正下負，S1和S4兩端的電壓為零。斷開S1和S4，由于此時電路中的電流不為零，電流通過S2和S3的續流二極管續流，S2和S3兩端的電壓被鉗位為零，iP繼續減小。這些都發生在死區時間內，在電路中的電流降為零之前開通S2和S3(即為零電壓開通)。零電壓開通示意圖如圖5所示，其中虛線箭頭為電流方向。

圖5 零電壓開通示意圖Fig.5 Schematic diagram of zero voltage opening

通過以上分析得知，為了實現軟開關，關斷電流和死區時間需滿足一定的關系[8]。假設MOS管關斷后，電流成線性下降。則為了實現ZVS，在死區時間內，充電量為：

(4)

式中：Cass,eq為線性等效輸出電容，需從MOSFET的數據手冊所給的數據表曲線中提取。

其算法為：

(5)

(6)

式中：t為死區時間；ioff為關斷時刻的電流。

將t換為周期和相位差，可得：

(7)

式中：fs為開關頻率；φ為逆變電源中電流滯后電壓的角度。

由此可得滯后角的表達式為：

(8)

因此，當電流滯后電壓的角度滿足式(8)時，可以實現軟開關。精確實現ZVS非常困難，在工程實際應用中，當系統初、次級側電路完全調諧后，稍微增大系統工作頻率，可使系統工作在感性區，從而實現ZVS。具體滯后角度與系統參數有關。一般來說，角度太大會使開關損耗變大，并且無功功率增大；角度太小則不易實現軟開關。電源輸出的無功功率可以按照UinIsinφ進行估計。其中，Uin和I分別為逆變器輸入電壓和電流。

3.3 驅動電路

驅動電路主要為MOSFET開關提供驅動電壓和驅動電流，驅動性能的好壞直接決定了MOSFET能否充分發揮出其性能。目前，驅動芯片已經高度集成化，需要設計的僅僅是驅動電路。其中最重要的是驅動電阻[11]。

MOSFET驅動電路等效圖如圖6所示。圖6中：ig為驅動電流；Lk為電路中的寄生電感；Rg為驅動電路中所有電阻之和。

圖6 MOSFET驅動電路等效圖Fig.6 Equivalent MOSFET driving circuit

根據圖6，驅動回路的微分方程為：

(9)

將式(9)轉化為S域方程：

(10)

為了保證電流不發生震蕩，系統必須表現為過阻尼，因此可得驅動電阻的最小值為：

(11)

當MOSFET關斷時，D、S兩端的電壓會突然增大，產生電流：

(12)

電流會在驅動電阻上產生電壓。為了防止誤導通，感應電壓要小于MOSFET的導通電壓。因此，驅動電阻的最大值為：

(13)

一般來說，驅動電阻的取值大概在100 Ω以內，電阻值跟工作頻率有關。驅動電阻越大，MOSFET的導通時間就越長，導通階段電壓與電流的重疊面積越大，導通損耗就越高。因此，驅動電阻不宜取得太大。

雖然驅動電阻越小，導通時間越短，但是驅動電流的震蕩越明顯，逆變器的振鈴現象就會越嚴重，會對系統中的電子元器件造成很大的應力[12-14]。因此，要在輸出波形與工作頻率之間進行取舍。在高頻逆變電源中，驅動電阻取位一般在5 Ω。

驅動電流的計算需要依據柵極電荷和開通時間。開通過程中柵極電荷變化曲線如圖7所示。

圖7 柵極電荷變化曲線Fig.7 Gate charge changing curve

MOSFET導通與關斷的時間與柵極電流的充放電速度有關，其開關時間與驅動電流的關系為：

(14)

因此：

(15)

由式(15)可知，為了減小電容充電時間，驅動芯片要提夠足夠大的瞬時驅動電流，即要有足夠大的驅動能力。驅動電流ig可表示為：

(16)

要獲得足夠大的驅動電流ig，必須要減小驅動電阻Rg。這可能會導致電流的震蕩。因此要綜合考慮，進行取舍。

MOSFET柵極電容的充電和放電需要消耗能量，其功耗為：

Pdrive=QGVGSf

(17)

4 試驗

4.1 試驗原理

為了準確地測試逆變器和整流橋的總體效率，逆變器效率測試原理如圖8所示。試驗參數如下：電感L為115 uH，電容C為440 pF，RL為52.8Ω，工作頻率為815 kHz。

圖8 逆變器效率測試原理示意圖Fig.8 Schematic diagram of efficiency test of inverter

4.2 測試結果

由于缺乏測試高頻電壓電流的功率分析儀，無法單獨測得逆變器和整流橋的效率。因此，本試驗直接測試逆變器輸入到整流橋輸出的效率。將逆變器的輸入功率由100 W上升至1 kW，測試直流輸入功率、逆變器出電壓與電流、負載電壓與電流。相關試驗數據見表1。

表1 試驗數據表Tab.1 Test data

逆變器效率計算公式為：

(18)

從表1中可以看出，隨著輸入功率的增加，逆變器和整流橋的效率越來越高，在1 kW時達到了95.2%。

5 結束語

本文研究輸煤系統軌道式巡檢機器人無線充電系統高頻逆變器的設計方法。首先對功率MOSFET的工作過程進行詳細分析，得出實現軟開關時逆變器輸出電流的滯后角及驅動電阻的詳細計算方法，為高頻逆變器的設計奠定了理論基礎。采用軟開關技術及集成化的驅動芯片，成功研制出功率容量為5 kW、最高工作頻率為1 MHz的逆變器。