門宏志,韓旸子,宋志群,廖桂生
(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所,河北 石家莊050081;2.西安電子科技大學,陜西 西安 710071)
未來戰場對綜合作戰能力的要求越來越高,使得日益增多的電子設備共同應用于作戰平臺,尤其是雷達和通信系統應用廣泛。然而,雷達、通信等電子設備種類和數量的增加帶來大量能源消耗、占據更多空間、產生電磁干擾,并削弱作戰平臺的機動能力等。
解決上述問題的一個有效途徑是實現多功能一體化,特別是雷達-通信一體化,使電子裝備硬件小型化、軟件兼容化。在雷達-通信一體化技術研究中,信號設計研究是關鍵,利用雷達信號與通信信號在產生、傳輸及處理等過程中的異同,設計出可以應對不同任務需求的雷達通信一體化系統信號波形[1]。
目前,雷達-通信一體化波形設計應用的主要技術包括擴頻技術(Spread Spectrum,SS)[2-3]、線性調頻技術(Linear Frequency Modulation,LFM)[4-6]、正交頻分復用技術(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)[7-9]和傳統通信編碼技術等。在基于SS的雷達-通信一體化波形設計中[2-3],數字調頻信號調制擴頻載波能夠實現雷達-通信一體化設計,但是,信息傳輸效率嚴重下降。尤其是基于LFM一體化信號設計[4-6],只有BPSK,QPSK,MSK(GMSK)等數字調制方式可以應用,使通信效率進一步下降。基于OFDM的一體化波形可以通過多個載波的正交性增加系統通信效率[7-9,10-11]。然而,其對多普勒頻移特別敏感,限制了OFDM技術在一體化信號設計中的應用[12-14]。
基于上述問題,提出了一種全新的雷達-通信一體化信號設計方案,主要是利用通信序列調制線性調頻載波,實現時域上的時隙劃分,提高通信傳輸速率,調控序列參數和LFM載波參數保障一體化信號的恒包絡特性,進而大幅提升雷達的距離分辨率和頻譜效率。同時,針對設計的信號設計相應的信號處理方法,并通過蒙特卡洛仿真對一體化波形的通信BER性能和探測性能進行了仿真分析。
假設有n個待探測目標,n個目標相對于雷達信號發射方向的角度相同,距離不同。當雷達發射信號后,接收端接收到的回波信號具有時延不同,幅度衰落不同,其他條件都一致的特性。
以雙探測目標(目標A,B)為例,實際上接收端的回波信號是雙目標對雷達信號反射的疊加,因此對接收到的疊加信號進行滑動相乘累加操作,使反射回的信號能量得到累積,通過峰值的數目、相對時延及幅度來判斷待測目標的數目及相對距離,過程如圖1所示。

圖1 目標探測過程
雙目標間的相對距離用ΔL表示,接收端接收到的反射回波的相對時延用Δt表示,c為光速,則相對距離與相對時延之間的關系為:
ΔL=c·Δt/2。
(1)
雷達的距離分辨率是指雷達能夠將同一方向上2個或多個目標區分開的目標間最小距離。當存在2個或多個緊密相隔的目標時,它們的回波可能重疊,要使目標在距離上可被辨別,目標回波必須在時間上分開至少特定時間,即脈沖所持續的時間長度(脈寬τ)。相應地,在區分目標的極限上,接收到2個目標回波的距離為距離分辨率。
待測目標數目為2時,接收端接收到的是有相對時延的2個回波的疊加,對疊加回波進行匹配濾波處理,可以分辨目標數目及相對距離。
假設雷達的發射信號為s(t),與s(t)波形相同,振幅和時延不同的信號表示為:

(2)
同時,設定對應的能夠與上述信號匹配的匹配濾波器的系統函數為:
H(ω)=kS*(ω)exp(-jωt0),
(3)
此匹配濾波器也能匹配出與之相適應的相關峰。
假設雷達發射信號為線性調頻信號,信號帶寬為B=100 MHz,信號周期為T=100 μs,信號脈寬Ts=10 μs,采樣頻率為f=4B。假定2個回波信號之間的時延Δt=0.2 μs,回波2的幅度為回波1的80%,接收的疊加回波信號通過匹配濾波器的輸出結果如圖2所示。
由圖2可以看出,疊加回波經過匹配濾波器的輸出結果產生了2個峰,并且相隔0.2 μs,與2個待測目標產生的回波時延一致。2個峰值相差1.997 6 dB,峰值差的理論值為1.94 dB。因此可以通過此種方法得到2個待測目標的相對距離信息。

圖2 疊加回波匹配濾波輸出
圖3是改變2個待測目標之間的距離,即2個回波間相對時延Δt,對產生的疊加回波進行匹配濾波的輸出結果,以此觀察得到可探測的2個目標之間距離極限值。
通過對峰值及波峰出現位置的觀察可知,當相對時延小于0.03 μs(即目標之間的相對距離為4.5 m)時,峰值出現的時刻與實際時延產生了偏差,并且在相對時延為Δt=0.012 5 μs(目標相對距離1.875 m)時,針對疊加回波信號的處理產生的2個波峰互相干擾嚴重,無法分辨波峰數目。

圖3 不同時延疊加回波匹配濾波輸出
鑒于線性調頻信號在雷達探測和通信系統中的廣泛應用,本文為實現雷達探測、通信一體化,需要以線性調頻信號為基礎,利用通信信號對其進行調制,設計信號參數:信號帶寬為B=100 MHz,信號周期為T=100 μs,數據所占周期為Tsig=10 μs,包含N=100個符號,每個符號周期為τ=0.1 μs,采樣率為fs=4B。通信數據模型如圖4所示。

圖4 通信數據模型
實際應用中,通信信號x(i)為一組0/1序列,本文選用全0序列、全1序列、0,1交替序列、隨機序列及m序列作為通信信號進行仿真對比。
通信調制方式選擇BPSK,其數學表達式為:

(4)
在發送端,將10 μs脈寬劃分為N個子時系,形成N個子符號,每個符號的采樣點數為:
Ns=fs·(τ/N)。
(5)
經過BPSK調制,再將每個符號調制到中心頻率為ω0,頻率偏移為ωd,數字碼元對應的調頻相位為θ,線性調頻復信號上。
采用線性調頻信號作為設計一體化信號的載波信號,因此其采樣數字信號為:
(6)
式中,k=0,1,2,…,則調制并采樣后的信號表示為:
(7)
BPSK-TDM-LFM信號的頻率隨時間變化而變化的趨勢如圖5所示。

圖5 BPSK-TDM-LFM信號的頻率
為了準確定位探測信號回波波峰出現的位置,減小旁瓣噪聲對主瓣的影響,采用滑動疊加的方法,對疊加回波的能量進行積累,增大主瓣與旁瓣的差值;通過借鑒匹配濾波的思想,采用將接收回波與原序列滑動相乘并將結果累加的方式,從而得到待測目標的數目及相對位置信息[15-17],具體過程如圖6所示。

圖6 信號相乘累加過程
發送信號為T(k),考慮信號到達接收端經過的信道為高斯信道,則接收信號為:
S(k)=T(k)+N(k),
(8)
式中,N(k)為高斯白噪聲。經過相乘累加處理后得到的結果為G(k)。在接收端,從接收信號的第1個比特開始,每隔Ns個比特取出一位,每取出N位構成一組,依次向后滑動,取出的每組序列分別與原發送序列進行相乘累加,將結果依次排列,并對得到的結果進行線性調頻解調。經過相乘累加后得到的結果為:

(9)
對此結果進行線性調頻解調,得到最終結果為:
(10)
在單目標時,選用100位符合高斯分布的隨機序列及m序列進行以上處理得到的結果如圖7所示。

圖7 選用不同序列接收端相乘累加輸出
待測目標的數目為2個,其相對距離為30 m,反射信號的相對時延為Δt=0.2 μs,即相隔2個符號周期,回波2的幅度為回波1的80%。發送序列選用100位符合高斯分布的隨機序列,接收的疊加回波信號通過接收端相乘累加,并進行1 000次針對隨機產生的仿真,取平均的輸出結果如圖8所示。可以看出,產生了2個區別明顯的波峰,并且第2個波峰出現的位置為0.2 μs,與所設時延相符。

圖8 雙目標時延為0.2 μs時接收端相乘累加 輸出仿真1 000次
逐漸縮小2個待測目標的相對時延,并且進行仿真,當時延縮小到0.01 μs時(距離1.5 m),如圖9所示,雖然接收端產生了2個波峰,但是第2個波峰的位置為0.012 5 μs,與設定時延有1個比特時長0.002 5 μs(距離0.375 m)的誤差。當時延小于0.01 μs,波峰出現的數目和位置不穩定。因此,利用此種疊加方法對待測目標分辨能力為1.5 m,符合式(2)中雷達的距離分辨率理論值,準確的距離測定能力為1.875 m。

圖9 雙目標時延為0.01 μs時接收端相乘累加 輸出仿真1 000次
為了分析一體化信號的通信誤碼率性能,在保證相同傳輸速率的同時,仿真不同調制階數對一體化信號的BER性能的影響。圖10和圖11表明,只有在BPSK和QPSK(4QAM)調制方式下,設計的一體化波形的BER性能才能夠對滿足基本通信需求。同時,在不同的應用場景(信噪比)下,BPSK和QPSK調制方式下通信誤碼率性能曲線出現交叉。除此之外,QPSK誤碼性能比4QAM誤碼性能較好。而在雷達應用中,MQAM中調制階數不固定時,一體化信號對雷達系統影響較大。

圖10 雷達-通信一體化信號的誤碼性能

圖11 雷達-通信一體化信號的誤碼性能
設計了線性調頻載波與經過BPSK調制后的通信信號序列相結合的BPSK-TDM-LFM一體化信號。同時,設計了利用滑動相乘累加方式的匹配濾波器,對探測目標反射的回波信號進行能量積累,通過對處理得到的脈沖壓縮信號峰值的相關信息,得到待測目標的數目及距離等信息。由此實現了利用一種信號,既可以完成通信信息的傳輸任務,又能夠實現目標探測任務。最后,通過在Matlab平臺上的仿真分析,驗證了提出的BPSK-TDM-LFM一體化信號在實現雷達探測與通信一體化上具有理論的可行性。