電動汽車“驅動-充電”一體化拓撲研究

王 鵬，楊 群，郭興眾*

(1.安徽工程大學 安徽省檢測技術與節能裝置重點實驗室，安徽 蕪湖 241000；2.蕪湖職業技術學院 機械工程學院，安徽 蕪湖 241003)

目前，電動汽車技術正在飛速發展，電動汽車市場也日益壯大。但現在的電動汽車的電機驅動器、電池充電器是兩個分離的裝置。電機驅動器在車輛行駛時工作，車輛充電時被閑置，而電池充電器在車輛行駛時被閑置，車輛充電時才工作。既浪費有限的車載空間，又提高了電動汽車成本。為了實現大功率條件下的快速充電，地面還需要配置大功率充電機，占用大量土地面積，成本投資巨大，嚴重制約了電動汽車的發展。因此，研制一種高效的電動汽車“驅動-充電”一體化裝置很是必要[1-2]。

基于此，對電動汽車“驅動-充電”一體化拓撲進行了研究。該拓撲具有正向驅動和反向充電兩種工作狀態，正向工作時驅動電機運轉，反向工作時給高壓電池組充電。下面就一體化拓撲及相應控制策略進行分析。

1 電動汽車“驅動-充電”一體化拓撲結構

“驅動-充電”一體化拓撲結構如圖1所示，該系統主要由電池組、雙向半功率DC/DC轉換器、PWM整流器以及永磁同步電機構成。

電動汽車大多數情況下都以中低速運行而且啟停的次數比較頻繁。另外，永磁同步電機在加減速情況下效率相對更高，因此采用永磁同步電機作為電動汽車的驅動電機。

雙向半功率DC/DC轉換器是考慮到純電動汽車需要結構裝置簡單并且功率傳輸效率高的要求所提出的一種拓撲結構，如圖2所示。當能量由高壓側流向低壓側時，雙向DC/DC轉換器工作在BUCK模式；能量由低壓側流向高壓側時，雙向DC/DC轉換器工作在BOOST模式。在BOOST模式下，負載側有直接和電源相連的支撐電容，電容C1電壓是經過DC/DC后升高的電壓，C2電壓是電源電壓。經過DC/DC轉換器變換以后高于電源的電壓僅被加載到C1上，在電壓變換時對于C1的要求就會大大降低。其次，電源電壓直接加載在C2上，因此有一半功率是通過電源直接傳到負載側。同理，在BUCK模式下，電源側的一個電容直接接在負載上，因此在運行過程中至少有一半的功率通過電容加載在負載上，這對于功率傳輸具有重要意義。不僅能夠降低電池組數量，減小車子的整體質量，而且電動機在制動回饋時，又可以防止反向無法控制，避免逆變器出現浪涌電壓，提高電動汽車運行的穩定性。由圖1可以看出，電路結構采用三相三重拓撲結構并通過并聯移相進行控制，由于每個單元諧波分量相互抵消，這使得由電源電流引起的電源諧波污染會大大減小。考慮濾波時，只需接上簡單的LC濾波器就起到良好的濾波效果。而且，三相三重斬波電路還具有很好的相互備用的功能，在轉換器工作中某一單元出現故障，其余單元可以繼續運行，保持系統穩定，這使得總體的可靠性得到提高[3-4]。

圖1 “驅動-充電”一體化拓撲結構

圖2 半功率雙向DC/DC轉換器拓撲結構

對于三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關器件。首先，該逆變橋即PWM整流器能夠實現能量的雙向流動即充電時實現整流功能，放電及驅動時實現逆變功能。通過半功率DC/DC與逆變橋的裝置的大閉環協調控制，使驅動最佳調制比動態適應，實現優化驅動系統工作效率的目的。當驅動永磁同步電機時，電機如果需要自由滑行(駕駛員松油門)，通過直接關閉DC/DC變換裝置和逆變橋來實現，即完全的電機無電空轉。而傳統電動汽車永磁同步電機驅動控制，由于沒有DC/DC變換裝置，必須通過零轉矩弱磁控制來模仿，即逆變橋仍然要工作，存在較大的電氣損耗。在380 VAC充電模式下，通過380 VAC充電轉換開關電路，分斷電機驅動逆變橋與驅動電機的連接，將380 VAC電源接入，電機驅動逆變橋進入整流工作狀態，將380 VAC整流為對應的直流，供雙向DC/DC變換裝置反向工作，為電池組充電。

2 “驅動-充電”一體化拓撲的控制分析

2.1 雙向半功率DC/DC轉換器的數學模型和控制策略

選擇IGBT作為功率開關器件。由于三相三重結構中每一項都具有相同的波形，現以單項為例，闡述如下：

(1)BOOST模式下。SD1為主開關管，SU1是同步開關管，SD1和SU1互補導通，在驅動兩個管子交替導通時設置死區時間，防止兩個管子同時導通造成短路。Uo和電感電壓同時加載在R上，因此電感和Uo同時對電容放電，電感電流線型減小，這個階段的公式如下：

(1)

(2)

當SU1關斷，SD1導通時，此階段Vin電壓全部加載在電感上，電感儲能，電感電流線型增長，同時電容為Vout續流，電容C2電壓始終為Vin。可得公式如式(3)、式(4)、式(5)所示：

(3)

(4)

|ΔiL-|=ΔiL+,

(5)

化簡可得：

(6)

因此可以通過調整占空比來改變輸出電壓的大小。

(2)BUCK模式下。SU1為主開關管工作，SD1為同步開關管工作。SU1和SD1互補導通，導通時設置死區時間，防止上下管子同時導通。當SU1導通，SD1關斷時，這個階段電源電壓加載在電感L和電容兩側，電容C2的電壓就是負載端的電壓，由于輸入電壓大于輸出電壓所以電感電流成線型增長，電感能量增加，同時對負載側充電，這個階段的狀態方程式如式(7)、式(8)所示：

(7)

(8)

式中,T是周期；D是占空比。

當SU1關斷，SD1導通時，這個階段電感上電壓為-Uin，電感對外放電，電流開始減小，開關管SD1的電壓接近于0，如式(9)、式(10)所示：

(9)

(10)

當轉換器工作在穩定狀態時，電感釋放的能量與吸收的能量相等，因此可得式(11)：

|ΔiL-|=ΔiL+,

(11)

將式(8)、式(9)、式(10)、式(11)化簡得：

Vout=DVin,

(12)

該結構使用移相控制，而且三相三重斬波電路還具有很好的相互備用的功能，在轉換器工作時某一單元出現故障，其余單元可以繼續運行，保持系統穩定從而使得總體的可靠性得到提高。移相控制是每個橋臂上的開關管互補導通，導通角為180度。三相交替導通每一相導通120度。在需要IGBT開通或關斷時給它一個驅動信號，實現高轉化效率。當能量由高壓側流向低壓側時，雙向DC/DC轉換器工作在BUCK模式；能量由低壓側流向高壓側時，雙向DC/DC轉換器工作在BOOST模式。這種三相三重結構可以使輸出的電流平均值是單個轉換器輸出母線電流的3倍，電流脈動的頻率也是原來的3倍。由于3個基本單元輸出電流的脈動幅值會相互抵消，從而使總的輸出電流脈動減小[5-6]。與單向斬波電路相比，設輸出電流最大脈動頻率一定時，所需的平波電抗器的總重量大為減輕。

2.2 永磁同步電機矢量控制下的MTPA控制策略

考慮到電動汽車的驅動要求、駕駛人員的舒適性以及文中拓撲結構的復雜性，不能僅僅采用單一的控制策略。基于此，依據永磁同步電機驅動系統的工作特性圖[7]，最大功效地發揮驅動電機的性能指標，滿足車輛實際的運行需要，提出了一種基于最大轉矩/電流(MTPA)的弱磁控制策略。以下部分進行理論分析設計。

(13)

由數學極值原理得到條件極值解，滿足如下條件：

(14)

(15)

(2)基速以上的弱磁控制策略。當永磁同步電機高速運行時，電機實際的端電壓已經升至極限值，過調制會出現不相等的前后電壓，因此采用最小幅值誤差過調制策略來得到實際電壓與參考電壓最小差值的問題，其差值在d-q軸坐標系表示如式(16)所示[7-8]：

(16)

電壓差值代價函數：

(17)

(18)

式(18)等式兩邊積分：

(19)

(20)

式中,ωc是低通濾波器截止頻率。

下面是定子電流矢量在d-q軸平面弱磁運行過程中與旋轉Δθ角度的關系式：

(21)

結合式(19)、式(20)和式(21)可得：

(22)

電流補償角在一個周期內很小，可用補償角替代正弦量，如式(23)所示：

(23)

圖3 基于MTPA的弱磁控制策略框圖

3 系統仿真

根據“驅動-充電”一體化拓撲結構原理搭建矢量控制Simulink仿真圖。其中，永磁同步電機的各參數如下：電機相電感=0.665 mH；相電阻=0.03 Ω；極對數P=4；轉動慣量J=0.11；轉子磁鏈為0.08 Wb；摩擦系數為0.000 84。電機的額定電壓為320 V，額定電流為160 A，額定功率為50 kW。

現給出永磁同步電機在一體化拓撲控制器情形下，轉速、轉子弧度、轉矩以及電機三相電流波形，分別如圖4、圖5、圖6和圖7所示。當永磁電機開始啟動時，轉速在基速以下,此時負載轉矩為最大值100 Nm，電機進入最大轉矩/電流(MTPA)的控制策略，輸出大轉矩。由圖7可知，此時的電流有效值為153 A，也已升至為額定電流。在0～0.4 s時間段內不斷增速，基于恒功率的弱磁控制策略，電機轉速升高至850 rad/s，此時對應電機的轉矩已降為40 Nm，電流保持最大值不變。在0.4～1 s時間段內，當永磁電機勻速驅動時，電機轉速保持850 rad/s不變，由于沒有大輸出轉矩要求，電機轉矩降為最小值10 Nm，并且保持不變。此時進入最大功率輸出區域，仍采用弱磁的控制策略，其電流保持不變。在電機1 s給出加速信號，轉矩出現一個突變過程，而后隨著速度的增加而減少，在弱磁控制策略下，三相電流仍為額定輸出。1.7 s后，轉矩恒定輸出，轉速平穩。電機的轉子弧度一直近似線性增加如圖5所示。

圖4 電機轉速波形 圖5 電機轉子弧度

圖6 電機轉矩波形 圖7 電機三相電流波形

此一體化拓撲結構通過共享IGBT也可以實現對電池的反向充電。通過380 VAC充電轉換開關電路，分斷電機驅動逆變橋與驅動電機的連接，將380 VAC電源接入，電機驅動逆變橋進入整流工作狀態，將380 VAC整流為對應的直流供雙向DC/DC變換裝置反向工作，為電池組充電。三相PWM整流器整流之后母線電壓波形如圖8所示。母線電壓經過大約0.01 s就達到所需電壓300 V并且保持穩定。經過雙向半功率DC/DC降壓后，對電池組進行大功率充電。電池充電時的充電電流與充電電壓波形分別如圖9、圖10所示。三相電壓380 V供電時，充電電流很快穩定在120 A并且充電電壓在260 V。電池的充電功率達到30 kW，滿足大功率充電模式下大電流快速充電的要求，而且快速性與穩定性也得以保證。

圖8 母線電壓波形

圖9 充電電流波形 圖10 充電電壓波形

4 結論

針對提出的一體化拓撲結構，正向工作時驅動電機運轉，反向工作時給高壓電池組充電，共享IGBT管，無需增加額外的拓撲電路及功率器件，具有成本優勢和尺寸優勢；提出一種基于MTPA的永磁同步電機弱磁控制策略，給出永磁同步電機在一體化控制器情形下，轉速、轉矩、轉子弧度以及電機三相電流波形，仿真結果滿足電機的驅動性能要求；在大功率充電模式下，電池的充電功率可以達到30 kW，充電電流與充電電壓的快速性與穩定性也得以保證。通過仿真驗證了一體化拓撲結構和控制策略的可行性與有效性，取消地面大功率充電機的配置，大幅度減少電氣設備成本，使得電動汽車在偏遠地區也可以廣泛應用，具有一定的使用價值與應用前景。