LLC諧振恒流恒壓高壓充電電源技術研究

黃毛毛，李 瑞，李德明，魏居魁，武萬鋒

(1.中國科學院 上海應用物理研究所，上海 201064；2.中國科學院大學，北京 100049；3.中國科學院 上海高等研究院，上海 201210；4.南京博蘭得電子科技有限公司，江蘇 南京 210014)

高壓脈沖調制器是電子加速器升能的主要設備，其脈沖電場在速調管[1]的作用下轉換為微波電磁場，通過波導與耦合裝置，能量被饋入直線加速器的加速腔內加速電子。為得到穩定微波輸出功率，脈沖電壓幅度的漂移需盡可能地小，才能提高直線加速器的電子束流穩定度。高壓充電電源輸出電壓的穩定性直接決定了脈沖電壓幅度的穩定性，因此，本文擬對激磁電感、諧振電感、諧振電容(LLC)諧振電路的高壓充電電源技術進行研究，以提高高壓充電電源輸出電壓的穩定性。

1 恒流恒壓高壓充電電源

恒流高壓充電電源的主要結構如圖1所示。整個電源結構分為2部分：第1部分是AC/DC，將三相交流電整流變成直流電；第2部分由Buck變換器[2]、LLC諧振變換器和平面變壓器構成。

圖1 高壓充電電源原理示意圖Fig.1 Principle diagram of high voltage charging power supply

電流反饋信號通過高精度直流電流互感器(DCCT)獲得，DCCT電流精度可達到額定電流10 ppm[3]。輸出反饋電壓通過高壓分壓器(ROSS工程公司)得到[4]。分壓器內部充有絕緣氣體，壓力為6 MPa，分壓器電壓分辨率為0.01%。所有反饋器件的采樣精度均能滿足高壓充電電源的需要。

2 LLC諧振變換電路的設計

根據變壓器實際測量的電感參數設計LLC變換器[5]，變換器由直流輸入電源、LLC變換網絡以及輸出部分組成，如圖2所示。根據基波分析原理可得到LLC變換器的等效電路，如圖3所示[6]。根據等效電路推導出等效電路電壓增益函數G(jω)，如式(1)所示：

(1)

其中：Lm為變壓器激磁電感；Lr為LLC變換器諧振電感；Re為負載折算到原邊的等效電阻；Cr為LLC變換器的諧振電容；ω為工作開關頻率的角頻率；j為虛數單位。

圖2 LLC變換器框圖Fig.2 LLC converter block diagram

圖3 LLC等效電路Fig.3 LLC converter equivalent circuit

根據LLC諧振電路分析，電路具有2個諧振頻率點fr1和fr2，其表達式如下：

(2)

LLC諧振電路電壓增益函數展開為式(3)：

G(jω)=

(3)

|G(jω)|=

(4)

根據傳遞函數可得到LLC變換輸入輸出的直流增益特性函數以及增益曲線(k=6.7)，如圖4所示。

圖4 LLC變換器增益曲線Fig.4 LLC converter gain curve

根據LLC諧振變換器的2個固有諧振頻率fr1和fr2與開關工作頻率fs的關系，LLC諧振電路可分為3個工作區間[7]。

1)fs≥fr1，電源處于電流連續工作模式，此時諧振網絡的輸入阻抗特性呈感性，電路功率管工作在零電壓導通(ZVS)狀態，此區間諧振電容Cr上的電壓基本等于輸入電壓，電路器件也易選擇；被動態短路Lm不參與整個諧振過程，此區間電路工作在降壓模式，適合于電源負載重的工作模式。

2)fr2

3)fs≤fr2，電源工作在電流不連續工作模式，輸入阻抗特性呈容性，功率管不能工作在ZVS狀態，導致功率管損耗大，且諧振電容Cr電壓會充得很高，電容存在很大風險。此時反饋信號和頻率控制關系與其他區間的相反，易造成控制失控。所以一般避免讓電源工作在該區間。

根據增益函數可得到LLC變換器的增益曲線，根據增益曲線以及LLC變換器原理分析，在區間2，易因控制參數和負載參數的變化直接轉到區間3從而失去控制調整能力，所以設計變換器固定頻率工作在區間1[8]，即fs≥fr1區間。

3 LLC諧振變壓器設計

圖5 疊層磁芯變壓器電路Fig.5 Laminated core transformer circuit

LLC諧振高壓變壓器采用疊層磁芯結構[9]，如圖5所示，此變壓器結構在高壓絕緣處理方面較簡單，如圖6所示，通過絕緣薄膜實現印刷電路板(PCB)之間的絕緣，每層絕緣薄膜耐壓只需考慮兩塊PCB間的電壓差。

圖6 疊層磁芯絕緣電勢分布Fig.6 Potential distribution of laminated core

高壓充電電源的最大輸出功率為25 kW，工作頻率設計為20 kHz。由于高壓變壓器采用疊層磁芯平面變壓器結構[10]，根據經驗，高壓變壓器磁芯能滿足面積乘積(AP)法的條件。由于AP法是按照功率選擇最經濟的磁芯尺寸，而高壓變壓器主要考慮的是絕緣安全距離的要求。所以主要按照工作飽和磁通密度Bmax來校核變壓器磁芯尺寸，如式(6)所示：

1.414×380×1.07 = 574.9 V

(5)

(6)

式中：Uin,max為輸入電壓最大值；N1為變壓器初級線圈匝數；kf為波形系數，輸入方波電壓時取1；f為工作頻率；Ae為變壓器磁芯截面積；Bmax為最大電壓時的工作飽和磁通密度。

根據趨膚效應公式，銅導線工作頻率在20 kHz時，趨膚深度為0.461 mm，所以改用φ0.1 mm的細銅絲。根據5 A/mm2的電流密度選擇φ0.1 mm的線繞組需大于2 000根，選2UEW 0.1×2 500規格電纜。次級繞組PCB板布線銅箔的選擇：布線寬度選2 mm、布線厚度選0.072 mm。由于75 μm厚的聚酰亞胺薄膜耐受電壓大于15 kV[11]，所以用其進行隔離分段磁芯，可輕易滿足PCB板之間和磁芯之間的耐壓。同時因為磁芯分段增加了磁芯的氣隙，會造成磁芯激磁電感Lm較小，為提升激磁電感、減少激磁電流、增加初級線圈匝數，并滿足電壓變比，次級線圈需相應增加匝數。綜合考慮，為平衡激磁電流和變壓器分布參數的影響，變壓器初級線圈取14圈，次級線圈單元取17匝，84個單元共1 428匝，總匝比ns=1∶102。磁芯的截面直徑為8 cm，所以磁芯的截面積Ae為50.24 cm2。次級匝數的增加，可通過PCB多層布線來彌補單面布線面積不足的問題12]，從而降低LLC諧振電路的工作頻率，功率器件和控制方式即可簡化，進而提高整個電源的可靠性。

對于多路氣隙的變壓器，由于通過計算公式不易得到變壓器的電感參數，根據變壓器絕緣薄膜層數的變化，通過電感電容電阻(LCR)測試儀器測量變壓器電感參數，結果示于圖7。由圖7可見，在絕緣薄膜層數為14時，變壓器的初級激磁電感Lm為432 μH，漏電感Lr為66 μH。

圖7 變壓器電感參數Fig.7 Inductance parameter of transformer

4 LLC諧振變換器電路計算

LLC諧振變換器采用IGBT功率管，電路的工作頻率fs選為20 kHz。根據LLC電路工作模式和諧振頻率，選擇Cr為1.36 μF(2個0.68 μF的電容并聯)，諧振頻率fr為16.8 kHz；根據LLC諧振3個工作區間分析，工作頻率大于LLC諧振電路的諧振頻率，從而使整個諧振電路工作在第一區間，保證LLC諧振變換器工作在ZVS區域，LLC變換器諧振電流和激磁電流波形示于圖8。

圖8 LLC變換器諧振電流和激磁電流波形Fig.8 Resonant current and excitation current waveforms of LLC converter

(7)

假設諧振電流波形為：

Ir(t)=Ipsin(2πfrt+θ)

(8)

圖9 高壓輸出電流紋波波形Fig.9 High voltage output current ripple waveform

5 實驗結果

圖10 疊層變壓器整體Fig.10 Overall laminated transformer

高壓充電電源結構分為2部分。第1部分是AC/DC，將三相交流通過升壓變壓器整流變成直流電壓；第2部分是Buck變換電路、LLC諧振變換電路和變壓器，整流輸出電壓通過Buck變換器穩壓，經LLC諧振變換器由升壓變壓器輸出直流高壓。LLC諧振功率管采用FF300R12me4，工作在20 kHz頻率下能滿足電源要求；輸出負載電容為0.5 μF，2個22 nF濾波電容并聯后7組串聯，均壓并聯電阻為6.37 MΩ，功率損耗為400 W；全橋電路工作在LLC諧振狀態，實現整流碳化硅二極管零電流開通和關斷[14]，同時在輸出PCB板上增加二極管焊盤的覆銅面積，有助于改善整流二極管的溫升[15]。高壓充電電源的主電路設計和主功率電路的搭建示于圖10，因輸出負載功率不足，電源實際輸出為50 kV、電流為331 mA的信號波形，如圖11所示。在此高壓輸出條件下完成了測試，采用Keithley2701配合7700多路采集卡(采樣時間10 ms/次)、分壓電阻為10 000∶1的Metallux.de精密分壓器搭建的測試平臺示于圖12。由于脈沖高壓充電電源工作的重復頻率為2 Hz，所以整個電源穩定性主要關注恒壓階段500 ms內輸出高壓的穩定性。50 kV電壓的輸出波形示于圖13。由圖13可知，恒壓時輸出電壓穩定性達78.5 ppm。

圖11 高壓充電電源50 kV時的輸出波形Fig.11 Output waveform of high voltage charging power supply at 50 kV

圖12 高壓穩定性測試平臺Fig.12 Stability test platform of high voltage

圖13 50 kV電壓輸出波形Fig.13 50 kV output voltage waveform

6 結語

LLC諧振變換電路結合疊層磁芯變壓器，實現了高壓充電電源高穩定性電壓輸出。但整個電源結構相對復雜，應繼續深入研究調整電源控制方法，采用脈沖調制(PFM)直接控制LLC諧振電路實現恒流恒壓控制和不同負載情況下的高壓穩壓輸出，簡化高壓充電電源結構，提高電源的可靠性。

隨著脈沖高壓電源工作頻率的增加，通過研究提高LLC諧振變換電路開關頻率來提高充電電源的充電響應速度，滿足脈沖高壓充電電源的需求。