一種小電容交-直-交變頻器控制策略

謝仕宏 孟彥京 高鈺淇 馬匯海 段明亮

摘要：針對傳統電壓型交一直一交變頻器直流母線大容量電解電容帶來的缺點，提出一種直流母線并聯小容量開關電容的交一直一交變頻器及控制策略。首先分析了這種變頻器的電路結構和電容參數計算方法，該方法以小電容充放電的電壓波形接近直流母線六脈波電壓波形為計算依據。然后研究了直流母線為六脈波電壓時變頻器輸出電壓大小，并提出一種電壓變換效率最大的控制方法。最后分析六脈波電壓對變頻器輸出電壓諧波的影響，推導了小電容變頻器理想數學模型。研究結果表明，小電容變頻器電解電容的容量僅為傳統變頻器的三分之一，但電壓變化效率、輸出電壓諧波含量與傳統變頻器基本相同。實驗結果驗證了上述結論。

關鍵詞：感應電機;變頻器;電解電容;六脈波電壓;數學模型

DoI：10.15938/j.emc.2019.08.010

中圖分類號：TM921文獻標志碼：A 文章編號：1007-449X（2019）08-0078-09

0引言

電壓型交一直一交變頻器廣泛應用于三相交流異步電動機的驅動控制，出于儲能和濾波的目的，變頻器直流母線并聯有大容量電解電容，以此確保直流母線電壓近似恒定。然而電解電容本身具有體積大、成本高、使用壽命短的缺點，導致變頻器體積增大、成本增高、故障增多、維修成本上升等諸多問題。因此，降低交一直一交變頻器電解電容容量具有實際的應用價值。

針對傳統電壓型交一直一交變頻器自身結構復雜的缺點，簡化變頻器拓撲結構、降低成本、提高整體性能一直是研究者努力的方向?，F有文獻主要集中在如何減少逆變器開關元件的個數從而達到降低變頻器成本、簡化控制復雜度的目的，具有重要參考價值，但沒有考慮占變頻器體積和成本重要部分的電解電容。另有一些文獻就交一直一交變頻器直流母線電解電容對電機壽命和可靠性的影響進行了有益的研究，這些文獻主要集中在對直流母線電解電容故障原因分析，并未就替代措施進行研究。也有相關學者對降低交一直一交變頻器直流母線電解電容的措施和存在的問題進行了很好的分析研究，但這些文獻依然以恒定直流母線電壓為控制目標，從而導致電容容量減小幅度有限。文獻[17]提出了無直流儲能的交一交變換器，并給出了預測控制策略，控制方法新穎，但其采用的變壓器導致設備體積增大，成本增加。

針對上述問題，本文提出一種直流母線電壓為六脈波電壓的小電解容量交一直一交變頻器拓撲結構及其控制方法。首先針對傳統電壓型交一直一交變頻器直流母線電解電容的基本功能提出改進的新型變頻器拓撲結構及其控制方法;其次，對所提出的變頻器與傳統變頻器在電壓轉換效率和輸出電壓諧波含量上進行對比分析，并建立新型變頻器的數學模型;最后建立小電容變頻器一電動機系統仿真模型及3kW小電容變頻器一電動機實驗系統，對變頻器性能及數學模型準確性進行實驗驗證。

1變頻器新型拓撲結構及性能分析

傳統電壓源型交一直一交變頻器直流環節的電解電容有兩項基本功能：①對三相整流橋輸出六脈波電壓進行濾波，②吸收感性負載周期性回饋能量及電動機制動回饋能量。因此，若降低電解電容的容量，應解決變頻器直流母線電壓脈動造成的輸出電壓諧波問題以及負載能量回饋問題。

1.1小電容變頻器拓撲結構

本文提出的新型變頻器拓撲結構如圖1所示。圖中電源側整流器和負載側逆變器與傳統電壓型交一直一交變頻器拓撲結構一樣，不同之處在中間直流環節。小電容變頻器在減小電解電容容量的同時以實現直流母線六脈波電壓為控制目標，并達到傳統變頻器的性能。

圖1中C1為小容量無感電容，用于吸收開關器件產生的尖峰電壓。K1、K2、K2、R1、C2共同組成開關電容支路，用于吸收負載回饋能量。其中，c2為小容量電解電容，R1為電容C2充放電限流電阻，并調節電容C2的充放電速度。R2為電動機能耗回饋制動電阻，K1、K2為兩個全控型開關。其控制原理是：當直流母線電壓高于六脈波電壓最小值時K1導通，否則K1關斷;當直流母線電壓或電容c2電壓高于安全設定電壓時K2導通，否則K2關斷。電速度，還可以與制動電阻R2一起消耗電動機制動回饋能量。以3kW、50Hz、380V的三相交流異步電動機為例：取R1為5.4Ω，可得C2為90uf，而傳統變頻器電容為800p.F（紋波電壓5%）。

1.2電壓變換效率分析

由此可知，合理調節輸出電壓相位（等效改變θ角），小電容變頻器在采用SVPWM控制時，電壓變換效率最大可以達到直流母線電壓恒定時SVPWM控制的電壓變換效率，最低也高于直流母線電壓恒定時正弦波脈寬調制（SPWM）控制的電壓變換效率。

1.3六脈波電壓引起的輸出電壓諧波分析與控制

傳統變頻器采用SPWM時，通常認為直流母線電壓恒定不變，開關器件工作狀態與直流母線電壓無關。當變頻器直流母線電壓為六脈波電壓時，SP-WM控制輸出電壓將包含六次諧波電壓。若采用SVPWM控制，開關器件工作狀態及持續時問都依據直流母線電壓實際數值來計算，可有效抑制直流電壓脈動帶來的影響。

根據PWM作用原理，沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。在一個開關周期內正弦波電壓、六脈波電壓、恒定直流電壓的脈沖電壓示意圖如下圖3所示。

圖3（a）為SPWM控制自然采樣法單脈沖電壓示意圖，圖3（b）為小電容變頻器六脈波電壓SVP-WM控制單脈沖電壓示意圖，圖3（c）為傳統變頻器直流母線電壓恒定的單脈沖電壓示意圖。

3種不同電壓脈沖分別作用△t1、△t2、△t3時間，若脈沖的伏秒積相等，對慣性負載來說，其作用效果相等。以變頻器開關頻率10kHz計算，△t2≤0.1ms，不難計算因六脈波電壓波動造成的采樣誤差小于3.1%。傳統變頻器直流母線電壓紋波允許值也都在3%左右，因此，根據PWM作用原理，直流母線電壓為六脈波電壓的變頻器，采用SVPWM控制時，因直流母線電壓波動造成的輸出諧波可以忽略。其次，作為變頻器的典型負載，感應電機的電磁慣性比開關周期要大很多，以15kW感應電機為例，定子繞組的慣性時間常數Ts=0.0313s，而且電機功率越大，TS值也越大。當變頻器開關頻率為10kHz時，開關周期與TS之比為3.2%。因此，感應電機相對脈沖電壓來說，可以認為是慣性負載。

2實驗分析

2.1仿真實驗

為了分析本文所提出的變頻器性能，選取傳統變頻器（直流母線并聯4700uf電解電容，紋波電壓小于5%）進行對比，逆變器都采用SVPWM控制，開關頻率為5kHz。變頻器輸入三相交流電壓的線電壓為380V，頻率為50Hz，對比數據采集點頻率為5Hz、15Hz、30Hz和50Hz。仿真軟件選用Matlab R2014a，算法ode23tb，最大步長le-6s。參數設置如下：C1為4.7UF，C2為470uF，Rl和R2均為0.55Ω，負載分別選用三相對稱阻感負載（4Q、10mH）和三相交流異步電動機負載（15kW、400V、50Hz），阻感負載變頻器輸出電壓和頻率按V/f恒定調節，電動機負載按矢量控制原理調節，調節器參數完全一致，θ=π/6。仿真結果如圖5～圖7、表1所示。

圖5和圖6結果顯示，在驅動阻感負載時，本文提出的新型變頻器直流母線電壓能保持較好的六脈波波形，傳統變頻器直流母線電壓為帶有紋波的近似恒定直流電壓，在一個工頻周期內電壓波形穩定。在驅動電動機負載時受回饋能量影響，兩種變頻器直流母線電壓都受到一些影響，但影響較小，都能保持與阻感負載基本相同的電壓波形。

圖7為兩種變頻器驅動三相交流異步電動機轉子轉速響應曲線。結果顯示，兩種轉速上升過程及穩態轉速波動基本一致，小電容變換器性能達到傳統變換器性能。

表1為兩種變頻器不同頻率時輸出電壓大小和諧波含量對比數據。數據顯示，在30～50Hz頻率范圍，小電容變頻器輸出電壓基波有效值略高于傳統變頻器，而總諧波畸變率略低于后者，總體性能新型變頻器略優于傳統變頻器;在30Hz以下，上述情況正好相反。其原因是低頻時開關元件導通壓降與小電容變頻器直流母線電壓相對值比傳統變頻器略大造成的。

為了驗證式（15）所示小電容變頻器數學模型，建立其仿真模型，并與SimPowersystem模型進行對比分析，負載為阻感負載（4Ω、10mH）。兩種模型輸出5Hz、25Hz和50Hz電壓的基波有效值及總諧波畸變率數據如表2和圖8所示。

表2所示數據顯示，變換器數學模型在各頻率點輸出電壓及總諧波畸變率與變換器SimPowersys-tem模型輸出基本一致。圖8（a）為變換器數學模型仿真輸出線電壓波形，圖8（b）為變換器SimPow-ersystem模型輸出的線電壓波形。結果顯示兩種模型輸出線電壓波形基本相同。

2.2物理實驗

為進一步驗證小電容變頻器性能，以STM32F103芯片設計控制器，構建以IGBT元件FGA25N120ANTD為開關元件的小電容交一直一交變頻器。變頻器直流母線電容按3kW容量設計，傳統變頻器直流母線電容為470uF/450V電解電容兩串三并，共計705uf，小電容變頻器采用兩個電解電容串聯電路，共計235uf，負載為帶直流測速發電機的3kW交流機組。小電容變頻器一電動機實驗系統如下圖9所示。實驗結果如圖10～圖15所示。

圖10（a）為傳統變頻器直流母線電壓波形，由圖可見直流母線電壓紋波較小，電解電容實現了濾波和儲能功能。圖10（b）為相同負載下小電容變頻器直流母線電壓，電壓波形近似為六脈波電壓，圖形顯示，小電容未改變整流橋輸出的六脈波電壓波形，實現了小電容變頻器期望的六脈波直流母線電壓。

圖11（a）為傳統變頻器輸出線電壓波形，由圖可見其為等高不等寬的脈沖波形，符合PWM控制理論。圖11（b）為小電容變頻器相同負載下輸出線電壓波形，圖形顯示輸出電壓幅值按六脈波電壓規律變化，也符合小電容變頻器理論分析。

圖12是經LC濾波后的兩種變頻器輸出電壓，濾波電感2.2mH，濾波電容2.35uf，濾波器截止頻率約2kHz，因此，Lc濾波器不會對六次諧波分量進行濾除。圖12（a）為傳統變頻器輸出電壓，波形顯示，濾波后為50Hz正弦波電壓。圖12（b）為小電容變頻器輸出電壓，也為50Hz正弦波波電壓。圖12說明小電容變頻器輸出電壓無明顯六次諧波分量，輸出電壓性能接近傳統變頻輸出電壓。

圖13（a）為交流電機轉速下降10%時傳統變頻器直流母線電壓波形，由圖可見其值近似保持恒定不變，達到傳統變頻器在電機工況發生變化時直流母線電壓恒定的要求。圖13（b）為相同轉速變化時小電容變頻器直流母線電壓波形，由圖可見，受電機減速過程回饋能量的影響，小電容變頻器直流母線電壓有所上升，上升量小于20%，仍在安全范圍內。

圖14為小電容變頻器一電動機系統工頻運行時的轉速響應，圖14（a）顯示轉速按設定頻率由零平穩上升到接近同步轉速，圖14（b）顯示穩態時轉子轉速存在波動，200us內各有兩個幅度較大的波動和兩個幅度較小的波動，綜合考慮轉速波動頻率為20kHz，轉速波動幅度約363r/min。

圖15為傳統變頻器一電動機系統工頻運行時的轉速響應，圖15（a）顯示轉速由零平穩上升到接近同步轉速，圖15（b）顯示傳統變頻器驅動穩態時電機轉速也存在波動，波動頻率約20kHz，轉速波動幅度約為363r/min。兩種變頻器都存在轉速波動原因除了與測速發電機精度有關外，主要是電機輕載狀態下受開關動作影響較大，在負載增大時，電機慣性也增大，相應的轉速波動較小。圖15結果也顯示，轉子轉速并沒有明顯300Hz脈動分量，說明小電容變頻器直流母線電壓的脈動并未對電動機轉速造成直接影響。因此，對比圖14～圖15可知，兩種變頻器轉速響應性能基本一致，小電容變頻器達到預期目標。

3結論

本文提出的小容量電解電容變頻器電路結構及其控制方法，其原理是允許直流母線電壓波動來降低對電解電容的需求，用小容量開關電容吸收感性負載的回饋能量。理論分析及實驗結果表明，直流母線為六脈波時，采用SVPWM控制可有效抑制直流母線電壓脈動造成的輸出電壓諧波及電動機轉子轉速脈動問題，合理控制變頻器輸出電壓的相位，可達到傳統變頻器的電壓變換效率。