醫用電源濾波器設計與優化研究

余元駿

重慶市藥品技術審評認證中心，重慶 401120

引言

隨著國內外醫療行業現代化進程的快速發展，高精尖的醫療設備已經成為決定未來醫療發展水平的重要工具，然而醫療設備的電磁干擾嚴重地破壞或降低了醫療設備的電氣性能，甚至會危害到人體器官組織的健康。因此，國內外多數國家和地區比較重視醫療設備的電磁干擾和輻射問題，并通過相應的文件和法規來強制要求電氣設備電磁兼容方面的技術指標。2012年我國國家食品藥品監督總局發布了YY 0505-2012《醫用電氣設備 第1-2部分：安全通用要求 并列標準：電磁兼容 要求和試驗》（代替YY0505-2005）醫療器械行業的標準公告[1]；2014年，美國食品藥品管理局認可IEC60601-1-2Edition4 (2014-02)EMD standard requirements depending from the EM disturbance environment[2]，作為可用于證明醫用電氣設備和系統EMC符合性的標準。

醫用電源濾波器可以有效地抑制干擾信號，在各種醫療設備電子線路中應用廣泛，其相關指標的設計參數對電路抗干擾、穩定性和信噪比等性能都會產生重要影響[3]。目前，多數研究集中在單相三線醫用電源濾波器，由于醫療設備領域對于漏電流的嚴格要求，醫用電源濾波器的Y電容容值受到了嚴重的限制，甚至有時候需要取消Y電容，在應用領域范圍內存在極大的局限性，同時對醫用濾波器的共模抑制能力提出了挑戰[4]，因此優化和提高濾波器性能對于醫療器械的發展具有重要的意義。本文通過錳鋅共模磁環和納米晶共模磁環相組合的方式，在漏電流限制條件下對常用的單相兩線設備醫用濾波器共模衰減進行了優化設計，解決了寬帶共模抑制問題，有效地抑制了醫用超聲設備的傳導發射，并滿足GB9706.1-2007標準[5]中對地漏電流≤0.5 mA的要求。

1 醫用電源濾波器電路設計

1.1 電路結構和模型

電磁干擾在電源線上的傳輸通常以兩種模式進行[6]：一種是差模形式，信號在線（L）和中線（N）中傳輸，把L與N之間的干擾信號稱為差模干擾信號，L與N之間存在180°相位差的干擾信號；另一種是共模形式，信號在L和地（E）、N和E兩條路徑上傳輸，把L與E、N與E存在的信號稱為共模干擾信號。

圖1所示為一個典型電源線濾波器電路，由集中參數元件構成的無源低通網絡。濾波網絡主要是由電容CX1、CX2、Cy1、Cy2和共模扼流圈（L）組成，電阻R為CX的泄放電阻，一般R取值為0.5～2 MΩ。電容CX1、CX2是差模濾波電容，跨接在零線和火線之間，對差模電流起旁路作用，一般取值為0.1～1 μF。如果干擾頻率越低，電容可以適當選擇大些，但選值不易過大，過大會導致設備通電瞬間產生大沖擊電流。電容Cy1、Cy2為共模濾波電容，跨接在零線和火線與濾波器外殼之間，對共模電流起旁路作用，受漏電流的限制，共模濾波電容一般取值為10 nF以下。共模扼流圈（L）電感值保持不變，電感量由1 mH到幾十MH不等，主要取決于要濾除的干擾頻率，頻率越低電感量越大[7]。

圖1 電源濾波器的結構模型

1.2 醫用濾波器的參數設計

1.2.1 漏電流計算

漏電流指當濾波器的外殼接觸大地時流過接地線的電流，電源線濾波器安裝時其外殼與機箱相連接，若機箱是金屬材料且并沒有安全接地，當人體接觸機箱時，漏電流會流過人體，漏電流過大時會給人體帶來安全隱患。因此，在醫療設備安全性能中，漏電流是一直以來是一個重要的測試指標[8]，用于醫用電源濾波器的對地漏電流不超過0.5 mA，外殼漏電流為0.1 mA[5]。圖2所示濾波電路結構圖，漏電流的大小主要由電容Cy1、Cy2的容抗決定。U濾波器對地漏電流的計算公式為：

圖2 漏電流示意圖

其中，Uc為電容Cy1和Cy2上的壓降（200 V），f為電網頻率（50 Hz），C為共模電容（2 Cy）。

若滿足漏電流Iid=0.5 mA，則Cy1、Cy2的電容值應滿足Cy1=Cy2。因Iid=Iidcy1+Iidcy2，且Iidcy1=Iidcy2，可得出式(2)和(3)的結果：

1.2.2 插入損耗計算

電源濾波器對干擾噪聲的抑制能力通常用插入損耗（Insertion Loss，IL）來衡量[9]。IL定義為：在電源噪聲接入電源濾波器前后傳輸到負載端的功率P1和P2之比值。圖3為接入電源濾波器前后的電路圖。由圖3可知，電源濾波器的IL與濾波器網絡參量、源阻抗以及負載阻抗有關。

圖3 接入電源濾波器前后的電路圖

根據定義，用功率來計算IL的表達式如式(4)：

用電壓來計算IL的表達式如式(5)：

圖4為典型電源線濾波器IL示意圖，由于濾波器中的電感和電容非理想性和電路中存在分布電容，IL在1 MHz以上開始減小；共模濾波的截止頻率主要由共模電感決定[10]，共模電感的感量越大，則共模IL在低頻段也會越大。

圖4 典型電源線濾波器IL示意圖

1.2.3 共模電感

共模電感是繞制在同一個磁環上的兩個繞向相反匝數相同的電感，電源濾波器接入電路后，兩個線圈內電流產生的磁通在磁環內相互抵消，使其磁環處于未飽和狀態，該結構對相線和中線對地的共模干擾起抑制作用。由于在實際制作過程中工藝上的差異，使兩個繞組不完全對稱，兩個電感量不相等會產生差模漏電感Le，Le與CX2形成低通濾波器，可對差模信號起抑制作用[11-12]。

由于噪聲是由電源的基頻產生，再加上高頻諧波，所以噪聲在10 kHz～50 MHz都會存在，因此要求電感在較高的頻率內存在高阻抗特性。共模電感在低頻時呈感性，高頻時感抗隨磁導率降低而降低。大多數磁芯都是選用軟磁鐵氧體（鎳鋅和錳鋅），鎳鋅磁芯磁導率低，在高頻時仍保持初始磁導率；而錳鋅剛好相反，有很高的初始磁導率，雖然在低頻時磁導率會衰減，但同時錳鋅磁芯在低頻能保持高阻抗特性非常適合用于10 kHz～50 MHz，多數情況我們選用錳鋅鐵氧體磁芯。但近年來，共模電感一般都采用納米晶磁環，因納米晶磁環μ值為8000以上的磁導率，-50℃～+130℃的溫度特性和0～1 MHz的頻率特性，使濾波性能大大提高。根據磁芯材料生產商提供的nH/N2的數據，電感量與匝數的平方成正比，因此很容易得到需要繞制的匝數。

成品共模電感的選型是根據受試設備的傳導發射超標頻帶范圍進行共模抑制作出選擇[13]。例如：超聲波醫用設備工作頻率為900 kHz，而經傳導發射測試正好是超聲波工作頻率超標10 dBμV，則選擇成品共模電感就需要求在工作頻率點共模衰減值越大越好，且電感值也越大越好。如圖5為成品共模電感的共模抑制圖，該共模電感在900 kHz共模衰減為36 dB。

圖5 成品共模電感共模/差模示意圖

1.2.4 醫用電源濾波器共模抑制能力增強技術

由于醫療設備對地漏電流嚴格要求很大程度地降低了濾波效能，因此需要多個共模電感串聯或者提高共模電感的高頻特性。電路中的電感器除了電感參數外，還存在寄生電阻和電容分量，導致電感的高頻性能降低。電感器的分布電容主要來自兩個方面：一方面是線匝之間的電容，另一方面是繞組與磁芯之間的電容[14-15]。減小電感的分布電容可以從兩個方面解決。

如果磁芯是導體則應減小繞組與磁芯之間的電容，在繞組與磁芯之間加一層介電常數較低的絕緣材料，以增加繞組與磁芯之間的距離。

減小匝間電容。① 輸入輸出必須增加距離，否則分布電容在高頻下會導致電感短路；② 盡可能單層繞制增加每匝之間的距離；③ 多層繞制方法：線圈匝數較多時，必須多層繞制，向一個方向繞制，邊繞邊重疊繞制，拒絕單層繞完再回繞；④ 分段繞制，在一個磁芯上將線圈分段繞制，這樣可以減小每段間的電容；⑤ 對于特殊濾波器，應將多個電感串聯使用，可以擴展電感的帶寬；⑥ 采用磁芯的電感需考慮磁芯飽和問題，電感量越大，電感的磁芯越易發生磁飽和，由于電感量決定濾波器的截止頻率，直接導致了對電感量的要求與磁飽和之間的矛盾，因此在磁芯電感繞制時，將傳輸負載電流的兩根長度相同的導線，相反方向繞制，且保證匝數相同，兩根導線在磁芯中產生的磁力線方向相反，且強度相同，正好可以相互抵消，負載電流在磁芯中的磁感應強度為0，因此不會發生磁飽和[16-17]。

以1.2.3成品電感所選擇的共模電感為例，基于單個或者多個共模磁環來加強共模抑制，制作出了無共模電容的濾波器并測試IL。圖6a為四種共模電感實物圖，由上至下依次是1個共模電感，2個間距為10 mm的共模電感，3個間距為10 mm的共模電感，3個間距為55 mm的共模電感；圖6b為運用網絡分析儀測試共模電感的IL布置圖。圖7的測試結果表明：電感間間距相同時，多個共模電感IL更大；電感個數相同時，電感之間間距對IL有影響，這應該是受級間分布電容的存在和受共模電感自諧振頻率的影響。因此，共模電感并非串聯越多越好，應該根據安裝結構適當調整串聯電感的間距來減少分布電容的影響。

圖6 四種共模電感實物圖（a）與運用網絡分析儀測試共模電感的IL布置圖（b）

圖7 不同電感模式插損值隨頻率變化趨勢

2 測試結果對比與討論

高精尖的醫療設備決定著未來醫療發展水平，然而醫療設備的電磁干擾嚴重地破壞或者降低了設備的工作性能，醫用電源濾波器可以有效地抑制干擾信號。圖8為受試設備使用傳統電源濾波器傳導發射測試圖，設備在0.8342 MHz的工作頻率點下，按照醫療II類設備的限值要求超出-10.97 dB，且測得漏電流等于0.5 mA，產品不滿足GB9706.1-2007標準[5]中對地漏電流≤0.5 mA的要求。表1為改良前傳統濾波器各頻率點對應的限值數據表。

圖8 無電源濾波器傳統受試設備傳導發射測試圖

表1 改良前傳統濾波器各頻率點對應的限值數據表

圖9為本文設計繞制的濾波器，選擇3個共模電感串聯，間距為10 mm的繞制方式，將其安裝在設備上進行測試比較，結果顯示各頻率點下，均為超出醫療II類設備的限值要求，且測得漏電流小于0.5 mA。表2為改良后濾波器各頻率點對應的限值數據表。

圖9 受試設備傳導發射安裝醫用濾波器傳導發射測試圖

表2 改良后濾波器各頻率點對應的限值數據表

結果表明，對于無接地線的醫療設備，本文經過設計優化后的濾波器可有效抑制傳導發射，設備的干擾得以解決且滿足醫用設備的GB 9706.1-2007安全性能和電磁兼容傳導發射測試[18]。以往醫療設備抗干擾研究多集中在單相三線的醫療設備[19-22]，而受漏電流的限制導致濾波器的抑制能力降低。本設計解決了單相兩線設備的傳導發射電磁兼容的問題，擴大了醫用濾波器在醫療設備領域的應用范圍，并且針對超聲信號傳導發射特性，介紹了如何選擇和制作高頻特性的共模電感。由于單相兩線醫療設備傳導發射比較強，因此設計需要多個共模電感一起串聯工作，這種設計方式減小了相互間的匝間電容，把電感之間的距離加大，導致濾波器的體積尺寸增大，未來還需要在元器件選型和電路設計上做進一步的優化。

3 結論

醫用電源濾波器在針對漏電流的嚴格限制后，若不考慮Y電容的應用，則設計過程中需要提高共模電感的高頻特性和電感串聯個數，但由于電感串聯時會受分布電容的影響，需根據設計需求選擇合適的參數和合理結構布局來減小級間分布電容達到濾波目的。本設計與傳統濾波器相比，解決了寬帶共模抑制問題，有效地抑制了醫用超聲設備的傳導發射，且產品都通過了YY 0505-2012標準。本設計具有一定的有效性和實用性，為醫用濾波器的設計提供了參考價值。