基于微波多層印制技術的陣列饋電網絡設計與實現

姜海玲,李曉明,余 賢

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

相控陣的集成陣列結構有2種，即磚塊式結構和瓦片式結構[1]。與磚塊式相控陣相比，瓦片式陣列結構大幅度縮減了縱向尺寸，從而降低了體積和成本，具有輕型、易共形及易集成等多項優點，并得到了業界的廣泛關注[2-5]。微波多層印制技術基于成熟PCB工藝，具有可靠的環境適應性、優良的接口兼容性、良好的自封裝特性、相對低廉的成本以及超大尺寸電路的加工能力，已經引起國內外廣泛重視[6-13]。瓦片式相控陣結構的實現，需要高密度的平面射頻信號互聯，而這正是微波多層印制技術的一項主要特點。為此，基于微波多層印制技術的饋電功分網絡成為瓦片式相控陣的一種重要實現形式[2-5]。

微波多層饋電功分網絡不僅可用于多路信號的分配與合成，還具備為各路TR組件提供電源及控制的功能，其性能對整個相控陣系統的指標有重要影響。鑒于多層印制板表面面積的稀缺性，將微波功分網絡內埋是合乎邏輯的選擇[4]，而對內埋功分網絡(功分器)的研究，也成為整個微波多層印制技術的一個研究熱點[13-18]。功分網絡通常由一系列分路器級聯而成，而一分二等分功分器則是最常見的基本單元。與單元功分器相比，功分網絡的設計必須考慮網絡級聯帶來的回波損耗、平坦度惡化以及不確定性累積造成的路間一致性問題，而這些問題的改善，往往需要結合工藝能力進行整體性考量。與此同時，由于功分網絡的的內埋特性，后期的調試將變得極為困難甚至完全不可行，在總體設計中必須事先考慮這些因素。本文根據相控陣的實際需求和微波多層印制技術的工藝特點，對微波多層收發一體式饋電功分網絡進行研究和試驗。

1 總體設計

為配合收、發一體瓦片式4×4相控子陣研制，需設計2套內埋16分路功分網絡。為保證收、發信號的實時雙工工作，應在2套功分網絡間提供足夠高的隔離度，為此考慮將2套功分網絡分別埋置于獨立的電路層。

1.1 材料系統

印制板基材的選取主要考慮3方面因素：① 適合微波信號的傳輸，包括低介質、導體損耗、低頻率色散、批次一致性和埋阻需求等；② 適于多層印制板加工，包括低z軸熱膨脹系數，以及一定的機械強度等；③ 成本，包括材料成本及加工成本等。除此之外，較低的相對介電常數也往往成為材料選取的考量因素，盡管低介電常數會帶來更大的電路面積，但會使相同阻抗的傳輸線具有更寬的尺寸，從而降低加工難度。

綜合考慮，印制板的微波部分選擇Arlon公司的CLTE-XT芯板及25N半固化片組合；控制及電源部分使用FR4材料。其中，微波基材的基本參數如表1所示。CLTE-XT具有較低的損耗角正切，非常低的z軸熱膨脹系數，較低的相對介電常數，同時還具備埋阻能力，適于內埋功分網絡的設計；25N除具有較低的損耗和較低的熱膨脹系數外，與CLTE-XT的材料匹配性較好，適于用作粘結微波芯板的半固化片；FR4具有很好的兼容性和低廉的成本，用于控制網絡和電源的布設，可有效降低成本。

表1 選用微波多層材料部分參數

1.2 功分網絡布局

收、發網絡均為16路，工作頻段為4.4～5 GHz，使用四級單元二分路器級聯而成，如圖1所示。

圖1 16路功分網絡布局示意圖

其中，單元二分路器采用一階Wilkinson(威爾金森)形式實現，以提供必要的通道間隔離。為降低電路的優化成本，圖1中還使用了固定的四分路器亞結構，如虛線框所示。

由于Wilkinson功分器具有較寬的工作帶寬，收、發網絡可以使用相同的分路器單元，這進一步降低了研制成本。

圖2 板層分布設計

1.3 板層設計

在給定材料下，較厚的板材可帶來更寬的帶條寬度，從而實現更好的阻抗控制精度。然而擬設計的內埋功分網絡須占據2個獨立的微波電路層，再加上頂層、底層2個器件安裝層和內埋的控制、電源層，印制板總厚度的控制面臨較大壓力。綜合考慮，選用0.254 mm厚的芯板材料和0.1 mm厚的半固化片，預期的板層分布如圖2所示。圖中，為改善印制板的可制造性和可靠性，同時也為了減少盲孔的種類，采用了頂面和底面雙面射頻板對稱排布方案。

2 內埋二分路器設計

綜上所述，內埋二分路器是構成收、發功分網絡的基本單元，其性能對收發網絡乃至相控陣系統的指標至關重要，為此結合微波多層印制技術的工藝特點，對內埋二分路器進行了詳細分析和設計。

2.1 內埋傳輸線特性分析與設計

傳輸線是構成Wilkinson功分器的基本元素。典型的微波多層內埋傳輸線類似于帶狀線，但由于半固化片的存在，不能以純TEM模式進行能量傳輸，也不能直接套用帶狀線公式計算，須獨立建模分析。相控陣系統對多路信號的幅相一致性要求很高，而內埋器件的多路一致性又很難通過調試“事后”彌補，為此在設計階段應盡量降低其特性參數的離散性。典型內埋傳輸線如圖3所示。

圖3 內埋傳輸線示意圖

如圖3所示，在給定材料的前提下，內埋傳輸線的主要設計參數包括微波芯板的厚度h、半固化片厚度h1以及帶條的寬度w0。由于半固化片在加工過程中具有一定的流動性，實際成型尺寸有一定波動，以0.1 mm厚25N型半固化片為例，加工后的尺寸可能在70 ～90 μm之間。為降低這一現象造成的傳輸線特性參數漂移，應選擇較薄的半固化片和較厚的芯板，取h=0.254 mm，h1=0.1 mm。以此參數在HFSS仿真軟件中進行建模，并以w0為掃描參數，對傳輸線特性阻抗和等效介電常數進行求解(其中半固化片的厚度取h1=80 μm)，所得到的結果如圖4所示。

圖4 內埋傳輸線傳輸特性曲線

在圖4可以看出，對應于50 Ω的傳輸線線寬w0_50=0.34 mm，相應有效介電常數εeff_50=3.04；而對應于70.7 Ω的傳輸線線寬w0_70.7=0.16 mm，相應等效介電常數εeff_70.7=3.07。

2.2 內埋直彎角特性分析

除內埋傳輸線外，傳輸線直彎角也是構成分路器的基本單元，為降低寄生參數造成的電路性能惡化，往往需要進行彎角斜切。最佳的彎角斜切結構和仿真如圖5和圖6所示，對微帶線而言，可按照1.8×w的經驗公式進行斜切，如圖5所示。對于內埋傳輸線，由于缺乏可供參考的斜切參數，須借助三維全波仿真軟件進行斜切補償。50 Ω直彎角的仿真曲線如圖6所示，可以看出，在所關注頻帶內最優的斜切參數為Cut=0.43 mm。

圖5 微帶線斜切尺寸及最佳斜切結構

圖6 內埋傳輸線斜切性能仿真曲線

2.3 二等分功分器設計

使用內埋傳輸線構建的分布參數器件與傳統微帶結構或帶狀線結構器件基本一致，只是涉及的傳輸線參數有所區別，內埋傳輸線的基本特性參數和彎角特性已在前文進行分析。擬研制的功分器布局及尺寸說明如圖7所示。其中，輸入輸出阻抗皆為50 Ω；阻抗變換臂的阻抗取70.7 Ω，長度為中心頻率下的1/4波長。在該模型中，以傳輸線截面的中點為相位參考點，可得出阻抗變換臂的長度larm為：

(1)

圖7 二等分功分器電路布局及尺寸說明

按式(1)即可在給定限制條件下，綜合出單元功分器的尺寸。對于70.7 Ω傳輸線而言，90°(頻率在4.7 GHz)電長度對應的物理長度larm=9.1 mm。令l1=0.6 mm，lr=0.8 mm，Cut0=0.23 mm，由2.2節知Cut1=0.43 mm，由式(1)計算出l0=8.96 mm。使用該尺寸進行全波仿真，模型及仿真結果如圖8所示。

圖8 單元二分路器仿真模型及結果

3 實驗結果與分析

3.1 測試環境

所研制的收、發一體功分網絡集成于雙4×4相控子陣母板之內，整個母版的尺寸僅為120 mm×120 mm×3 mm。使用Agilent PNA-X(N5242A)型矢量網絡分析儀及Agilent 85052D型校準件搭建測試平臺，并利用該測試平臺對收、發功分網絡進行了測試，測試時空余端口全部接50 Ω匹配負載。

圖9(a)為測試平臺照片，圖9(b)為有代表性的測試曲線。

圖9 功分網絡測試平臺

3.2 測試結果

對收、發功分網絡各16條通路傳輸特性和回波特性的測試數據進行了整理，得到以下結果：

① 傳輸路徑損耗：≤15 dB(其中含功分損耗12 dB)；

② 輸入、輸出回波損耗：≥12 dB；

③ 傳輸損耗平坦度： ≤0.5 dB(峰-峰)；

④ 同網絡內輸出端口隔離(收-收或發-發)：

≥25 dB；

⑤ 收發網絡隔離(輸出-輸出端口)：≥60 dB；

⑥ 傳輸路徑損耗路間不一致性：≤0.3 dB；

⑦ 傳輸相位一致性：優于±6°。

傳輸路徑損耗和相位測試結果如表2所示。

表2 功分網絡路間一致性測試結果

3.3 數據一致性分析

上節所列的各項測試結果性能良好，符合相控陣系統的指標要求。然而為了提供盡可能高的路間一致性，對測試數據作進一步分析。表2的數據可表征不同通路傳輸特性的離散性，但未考慮其與位置信息的相關性。為此，將表2中一維的通道編號映射為二維坐標，以表征通道輸出端口在印制板上的實際位置，如：1-(1,1)；2-(1,2)；5-(2,1)；11-(3,3)等。同時，將不同通路的相對相移對頻率加權平均，并將此值與前述位置信息的關系繪于圖10。

圖10 相對相移與通道位置關系

可以看出，盡管相位隨頻率的變化有一定隨機性，但收、發網絡處于同一位置的相移差卻展現出較強的相關性，隨機相位誤差也出現了與位置相關的特點。為此初步推斷，微波板材是否存在不均勻性或加工不均勻性，可能會造成路間相移差。

經過了解和分析，所選用的微波板材批次一致性良好，基本不會造成上述量級的相移離散度，因此問題聚焦于板材的加工壓合均勻性上，鑒于所選用的微波板材和半固化片的相對介電常數相差較大(分別為2.94和3.38)，加工造成的半固化片不均勻性有可能造成不同位置通路的相移差。

為此，針對不同厚度半固化片的內埋傳輸線進行仿真分析，結果如圖10所示。對工藝進行分析得知，成品印制板半固化片厚度應在70～90 μm之間，從圖11(a)和圖11(b)可看出等效介電常數差值約0.02，該介電常數差值帶來的相對誤差大約是0.7%，根據介電常數與相位的關系進行泰勒級數展開，得到介電常數差值帶來的相位誤差比例約為0.35%。由于所研制功分網絡的單向路徑長度約為4λ，因而由此帶來的相位誤差約5°。通過工藝控制或更換與板材介電常數更接近半固化片，有望達到相位更精準的內埋功分網絡。

圖11 半固化片厚度與等效介電常數的關系

4 結束語

基于微波多層印制技術的收、發一體內埋功分網絡具有非常緊湊的尺寸，尤其是在印制板的厚度方向，其尺寸與傳統方案相比可忽略不計。與此同時，這種收發網絡還具有良好的電路性能和路間一致性，非常適于瓦片式相控陣系統的實現。由對饋電一致性的分析得出，通過工藝控制或使用其他型號的半固化片，可達到更高的一致性。