一種不對稱偏心氣隙結構永磁同步電動機設計

潘陶紅,崔 巍

(上海大學機電工程與自動化學院,上海200444)

0 引 言

電動車以電能為動力能源,具有零排放、低噪聲和節能等優點,受到世界各國青睞。大功率電動機車采用無刷直流電動機驅動時[1-3],其舒適性會因電機轉矩脈動較大而變差。由于永磁同步電動機具有轉矩脈動低、效率高及調速性能優越等優點[4-5],應用于大功率電動機車有利于改善其舒適性并提高其續航能力。

為提高永磁同步電機的功率密度,通常將氣隙長度設計得較小,然而氣隙的減小會加劇電樞反應。文獻[6-9]指出電樞反應會影響氣隙磁場的分布,導致氣隙磁密與反電動勢發生嚴重畸變。文獻[10]通過有限元分析得出,電樞反應會造成電磁轉矩下降及轉矩脈動增加,重載工況下該問題會更為嚴重。文獻[11-12]研究發現,電樞反應還可能導致永磁體的不可逆退磁。

由于大功率電動機車常運行在重載工況下,為改善電機性能,亟需對電樞反應進行抑制。文獻[13]考慮電樞反應,提出通過改進型反余弦函數法設計轉子形狀,以獲得正弦分布的負載氣隙磁密,但該轉子形狀較為復雜;文獻[14]和文獻[15]研究了表貼式永磁同步電機偏心氣隙設計時永磁體外半徑的確定方法,但是這種偏心氣隙設計會導致氣隙磁密幅值大幅減小,降低永磁體利用率及電機功率密度;文獻[16]提出了磁極補償的電樞反應抑制方法,并對補償磁極的位置和大小進行了優化。

本文考慮電樞反應對氣隙磁場的影響,即每極磁場一側削弱一側增強,結合電動機車單向驅動的特性,設計了一臺不對稱偏心氣隙結構電機,磁場增強處采用偏心氣隙,磁場削弱處采用均勻氣隙,以優化負載氣隙磁場分布。采用有限元法結合凍結磁導率法,分析得出,該結構可顯著抑制電樞反應引起的氣隙磁密與反電動勢畸變,削弱轉矩脈動,提升轉矩輸出能力,并優化效率,進而提升車輛舒適性與續航能力。聯合仿真與樣機實驗結果表明,電機具有較寬的調速范圍和良好的調速性能,驗證了該結構電機的有效性和可行性。

1 不對稱偏心氣隙結構

根據大功率電動機車對驅動電機的要求,設計了一臺常規結構永磁同步電動機,表1為電機主要性能指標與結構參數。

表1 電機主要性能指標與結構參數

為減小極間漏磁,對電機轉子q軸表面進行了挖槽處理,如圖1所示。負載時,受電樞反應的影響,氣隙磁場產生畸變,每極磁場呈前緣側削弱后緣側增強的變化如圖2(a)所示。對負載氣隙磁密進行諧波分析,由圖2(b)可知,氣隙磁密含有豐富的諧波,波形畸變率(THD)高達42.3%。

圖1 常規轉子結構示意圖

圖2 常規結構電機負載氣隙磁密及其諧波分析

圖3 為常規結構電機的負載反電動勢波形及其諧波分析。由于氣隙磁密畸變的影響,反電動勢存在較高的11次、13次諧波,THD為25.55%,將加劇電機的轉矩脈動與諧波損耗,嚴重影響電機的電磁性能。

圖3 常規結構電機負載反電動勢及其諧波分析

為削弱電樞反應的影響,結合電動機車單向驅動的特性,對常規結構電機進行了改進,設計了一種不對稱偏心氣隙結構,如圖4所示。轉子表面磁場增強處采用偏心氣隙以增大氣隙磁阻,降低氣隙磁密;磁場削弱處受加工工藝的限制,氣隙長度保持不變。當轉子沿逆時針旋轉時,A點處的氣隙長度在每半個電周期內從最大值δmax變化到最小值δmin。圖5分別為常規結構電機與不對稱偏心氣隙結構電機的有限元模型,其中不對稱偏心氣隙結構電機最大氣隙長度為1.6 mm,最小氣隙長度為0.5 mm。

圖4 不對稱轉子結構示意圖

圖5 電機1/4有限元模型

2 電磁性能分析與對比

為研究不對稱偏心氣隙結構對電樞反應的抑制效果,本文采用有限元法并結合凍結磁導率法,對常規結構電機和不對稱偏心氣隙結構電機的氣隙磁密、反電動勢、電感、轉矩等主要電磁性能進行分析與對比。

2.1 氣隙磁密

圖6為兩電機的負載磁密云圖,觀察圖6可得,采用不對稱偏心氣隙結構能有效降低定子齒部磁飽和。對比兩電機負載氣隙磁密及其諧波分析(圖2和圖7)可知,不對稱偏心氣隙結構能顯著抑制電樞反應的影響,改善氣隙磁密分布。經諧波分析可得,該結構電機氣隙磁密THD降低了11.2%,同時基波幅值基本保持不變。

圖6 兩電機負載磁密云圖

圖7 不對稱偏心結構電機負載氣隙磁密及其諧波分析

2.2 反電動勢

對比兩電機負載反電動勢波形可知,不對稱偏心氣隙結構電機的負載反電動勢(圖8)相較于常規結構電機(圖3)有明顯優化,11次、13次諧波得到顯著抑制,其THD降至11.81%,進一步驗證了該結構對電樞反應的抑制效果。

圖8 不對稱偏心結構電機負載反電動勢及其諧波分析

2.3 電感

為考慮電機磁路飽和的影響,采用凍結磁導率法[17]對兩電機電感參數進行了研究,其計算流程如圖9所示。

圖9 凍結磁導率法計算流程圖

圖10 為額定電流時,兩電機電感參數隨超前角γ的變化曲線。表2為直、交軸電感Ld,Lq和交叉耦合電感Ldq平均值的匯總。由圖9和表2可得,相較常規結構電機,不對稱偏心氣隙結構電機的Ld基本不變,不會對電機的弱磁調速性能造成影響;但由于其交軸氣隙的增大,導致Lq有所減小,或將影響位置控制效果;交叉耦合依舊很小,對電機磁飽和影響不大。

圖10 兩電機電感曲線

表2 平均電感

2.4 轉矩

圖11為兩電機齒槽轉矩和輸出轉矩比較。由圖11(a)可知,不對稱偏心氣隙結構電機齒槽轉矩不對稱,但其峰峰值相較于常規結構電機降低了25%。由圖11(b)可知,額定電流時,不對稱偏心氣隙結構電機平均輸出轉矩增加6.2%,即由3.925 N·m提升到4.161 N·m,有助于提高車輛帶載能力;轉矩脈動由86.12%降低至15.46%,得到顯著抑制,能有效提升車輛的舒適性。

圖11 兩電機齒槽轉矩與輸出轉矩

為研究兩電機電磁轉矩構成,采用凍結磁導率法對電磁轉矩分量進行計算[17],計算式如下:

式中:TPM為永磁轉矩;Tr為磁阻轉矩;p為極對數;Ψd(FP,PM),Ψq(FP,PM)分別為永磁體單獨作用時在直、交軸產生的磁鏈,FP表示凍結磁導率法,PM表示永磁體;Id,Iq分別為直、交軸電流。其中,磁阻轉矩Tr由兩部分組成:直、交軸電感差異引起的傳統磁阻轉矩,記為Trel1;交叉耦合引起的交叉磁阻轉矩,記為Trel2。

圖12為兩電機各轉矩分量隨γ的變化曲線。可以看出,不對稱偏心氣隙結構電機平均輸出轉矩的增加主要歸功于永磁轉矩分量的增大(尤其在弱磁區域);而其傳統磁阻轉矩與交叉磁阻轉矩有所減小,但輸出轉矩中這兩者的占比很小,不影響轉矩的整體輸出能力。

圖12 兩電機電磁轉矩分量

3 聯合仿真與樣機實驗

3.1 聯合仿真

由于Simulink電機模型較為理想,無法考慮磁飽和的影響,為貼近電機實際工作狀態,本文搭建了JMAG-Simulink-PSPICE聯合仿真平臺,采用該平臺對電機的控制性能進行了研究。

圖13為聯合仿真平臺框圖。其中采用更為精確的JMAG-RT電機模型替代Simulink理想電機模型;采用考慮實際開關管特性的PSPICE逆變電路替代Simulink逆變電路,PSPICE中開關管的驅動信號由Simulink給出,控制策略采用id=0的矢量控制。

圖13 聯合仿真平臺框圖

圖14 為額定負載4 N·m,額定轉速3 300 r/min時的A相電流波形,峰值電流為89.8 A;圖15為突加4 N·m負載時的鐵耗變化波形,額定負載下的鐵耗值約為18.15 W,由于聯合仿真的相電流非理想正弦,因此,相比有限元計算的鐵耗大小增加了4.8%。

圖16 為轉速響應曲線,給定轉速依次為3 300 r/min,2 500 r/min,3 000 r/min時的。可以看出,給定轉速突變時,電機實際轉速能快速跟蹤給定,具有良好的調速性能。

圖16 聯合仿真轉速響應曲線

3.2 實驗結果

基于以上研究,本文試制了一臺不對稱偏心氣隙結構樣機,并對樣機性能進行了測試。圖17為樣機在額定轉速3 300 r/min時的空載相反電動勢波形,與有限元計算結果基本吻合。圖18為額定負載4 N·m時的A相電流波形,峰值電流為95 A,與聯合仿真的電流峰值誤差為5.8%,驗證了聯合仿真結果的合理性。

圖17 樣機空載反電動勢

圖18 樣機負載相電流

圖19 為樣機在額定轉速時不同負載下的效率曲線。由圖19可知,該結構電機在不同負載時均具有較高的運行效率,有助于提高車輛的續航能力。圖20為樣機的實測T-n曲線,表明樣機具有較寬的調速范圍,證明了不對稱偏心氣隙結構的有效性和可行性。

圖19 效率曲線

圖20 樣機T-n曲線

4 結 語

本文針對大功率電動機車,結合其單向驅動的特性,設計了一種不對稱偏心氣隙結構的永磁同步電動機,以抑制電樞反應的影響,優化負載氣隙磁場分布。研究分析得出以下主要結論:

1)對于指定旋轉方向,該結構能顯著抑制電樞反應引起的氣隙磁密與反電動勢畸變,抑制轉矩脈動,優化效率,進而提升車輛舒適性與續航能力;

2)采用凍結磁導率法分析得出,與常規結構電機相比,該結構電機交軸電感有所降低,直軸電感基本不變,交叉耦合電感變化不大,對電機弱磁調速性能與磁飽和無影響,在弱磁區域其永磁轉矩分量較大,轉矩輸出能力有所提高;

3)通過聯合仿真分析了電機的控制性能,樣機實驗驗證了聯合仿真的合理性,表明了樣機具有較寬的調速范圍和良好的調速性能,證明了該結構的有效性和可行性。