T型三電平與兩電平功率開關器件損耗計算與分析

祝 琳,宋宣鋒,李永崗,耿乙文

(中國礦業大學電氣與動力工程學院,徐州221008)

0 引 言

隨著分布式發電系統的發展,對并網電能質量的要求越來越高。分布式電源較多接入低壓配電系統,低壓工作場合下的并網逆變器效率提升成為人們關注的焦點[1]。多電平逆變器一般應用在中壓大功率場合,其中以三電平中點鉗位型(以下簡稱NPC)逆變器應用最為廣泛。三電平T型逆變器由NPC型逆變器演變而來,由于器件耐壓的限制,與兩電平逆變器一樣主要應用在低壓場合[2]。相較于兩電平,T型拓撲具有三電平的所有優勢,有利于減小并網電壓、電流諧波和濾波器的體積,較小的電壓電流變化率減小電路的電磁干擾。與NPC拓撲相比,T型拓撲損耗小,沒有鉗位二極管,有利于減少成本和體積,更適合應用在功率密度要求高的分布式光伏或風力發電系統、電動汽車、飛行器等場合[3]。

目前,市場上逆變器的主要功率器件為IGBT。隨著新型寬禁帶材料(SiC,GaN)的研發,將更有利于降低逆變器損耗,提高效率,而新型器件的大規模投入市場,仍有待進一步研究。功率器件的損耗是制約逆變器效率提升的一個重要因素,因此,建立器件損耗計算模型對于分析各種影響因素以及優化逆變器性能具有重要意義。文獻[4-6]根據IGBT暫態電壓、電流關系,建立開關損耗模型,計算復雜。文獻[7-8]簡要分析了不同拓撲結構的損耗計算方法,對三電平逆變器損耗的分析具有一定指導意義。文獻[9-10]進行線性擬合時考慮到結溫的影響,但未考慮驅動電阻等的影響。文獻[11-14]對NPC型三電平逆變器導通損耗進行推導和比較,但曲線擬合時,未考慮結溫的影響。文獻[15]建立IGBT損耗模型時,考慮因素全面,并推導出結溫解析表達式。

本文結合文獻[15-16]的方法,通過IGBT數據手冊上的主要參數和特性曲線,建立綜合考慮實際工作電壓、驅動電阻和結溫的簡單曲線擬合方法,推導出三次諧波注入PWM法下T型三電平和兩電平逆變器損耗模型,給出其詳細損耗計算表達式,對比分析不同影響因素下兩種拓撲的損耗,得出T型三電平比兩電平拓撲損耗小的條件。

1 IGBT損耗模型

IGBT的損耗包含導通損耗和開關損耗,其中開關損耗又包括開通和關斷損耗。生產廠家會給出器件在特定工作條件下的主要參數和特性曲線,根據需要的參數可建立IGBT的導通和關斷平均損耗模型。

設計一臺5 kW逆變器,并網相電壓110 V,并網電流幅值21.43 A,直流側300 V。選用Infineon公司型號為IKW40N120T2的IGBT,建立其平均開關損耗模型。

1.1 IGBT導通損耗

IGBT工作于飽和區域時,存在導通飽和壓降,因此產生導通損耗。由于飽和壓降與流過IGBT的集電極電流呈非線性關系,很難對導通損耗進行精確計算。為簡化和近似計算,對最大結溫下的飽和壓降與集電極電流的特性曲線作線性化近似,其典型特性定義:

式中:

式中:VCEN,ICN表示器件額定工作時的飽和壓降及電流;VCE0表示初始飽和壓降;VCEN(Tj)表示某結溫下的飽和壓降;VCEN(Tjmax)表示最大結溫下的飽和壓降。

同理,對二極管典型特性定義:

式中:

式中:VFN表示額定電流時二極管壓降;VF0表示二極管門檻電壓;VFN(Tj)表示某結溫下的二極管壓降;VFN(Tjmax)表示最大結溫下的二極管壓降。

IGBT和二極管的平均導通功率損耗可表示:

式中:D表示占空比函數。

1.2 IGBT開關損耗

IGBT開關損耗包括開通和關斷損耗。數據手冊上給出一定實驗條件下IGBT能量損耗(包含二極管反向恢復能量損耗)曲線,根據這些曲線可近似計算出實際實驗條件下的平均功率損耗。由于驅動開通與關斷電阻可能不同,根據IKW40N120T2數據手冊,開通損耗表達式定義為:

式(1)中包含二

極管反向恢復損耗,關斷損耗定義:

式中:X,Y,Z,x,y為曲線擬合系數。

由數據手冊推導實際實驗條件下的損耗,需對式(1)、式(2)進行修正[16]。

式中:Eon(RG),Eoff(RG)表示實際驅動電阻下開通、關斷能耗;Eon(RG,data),Eoff(RG,data)表示數據手冊驅動電阻下開通、關斷能耗;Vdc(on),Vdc(off)表示實際器件開通前和關斷后的電壓;Vdc(data),Vdc(data)表示數據手冊中器件開通前和關斷后的電壓;Eon(Tj),Eoff(Tj)表示某結溫下的開通、關斷能耗;Eon(Tjmax),Eoff(Tjmax)表示最大允許結溫下的開通、關斷能耗。

IGBT開關一次的損耗:

一個調制周期內總開關功率損耗:

式中:k表示一個調制周期內開關次數;T表示調制周期;In表示第n次開關時的集電極電流幅值。

當開關頻率遠大于調制頻率時,一個周期內開關損耗離散表達式可表示為連續形式:

式中:fs為一個調制周期內的開關頻率。

2 T型三電平逆變器損耗分析與計算

2.1 T型三電平逆變器電流通路分析

與兩電平和NPC三電平相比,T型三電平逆變器具有不同的導通方式,為計算損耗,首先對電流通路進行分析。圖1(a)為A相拓撲,圖1(b)為開關器件與電壓電流關系。

1)i＞0 時

逆變器處于P狀態,Sa1導通,產生導通損耗;處于P→O狀態,Sa1關斷,產生關斷損耗,Sa2一直導通,Sa3零電壓開通,無開通損耗;處于O狀態時,Sa2,Da3產生導通損耗;處于O→P狀態,Sa1開通,產生開通損耗,Da3關斷,產生反向恢復損耗;處于O→N狀態,Sa3一直導通,Sa2關斷,產生關斷損耗,Sa4零電壓開通,無開通損耗;處于N狀態,電流流過Da4,產生導通損耗。處于N→O狀態,Da4關斷,產生反向恢復損耗,Sa2開通,產生開通損耗。

2)i＜0 時

當逆變器處于P狀態,Da1導通,產生導通損耗;處于P→O狀態,Sa1零電壓關斷,無關斷損耗,Sa2一直導通,Sa3開通產生開通損耗;Da1關斷,產生反向恢復損耗;處于O狀態,Sa3,Da2產生導通損耗;處于O→P狀態,Sa3關斷,產生關斷損耗,Sa1零電壓開通,無開通損耗;處于O→N狀態,Da2關斷,產生反向恢復損耗,Sa4開通,產生開通損耗;處于N狀態,Sa4產生導通損耗;處于N→O狀態,Sa4關斷,產生關斷損耗。

圖1 A相拓撲及導通器件與電壓電流關系

2.2 損耗計算

逆變器的調制方法有SPWM和SVPWM算法。SVPWM相較于SPWM,具有提高直流側電壓利用率、數字化實現簡單的優點,應用更為廣泛。而損耗計算時,需要明確占空比表達式,SPWM算法占空比表達式簡單,SVPWM算法占空比表達式復雜。研究文獻表明,SVPWM從本質上等價于注入三次諧波的SPWM算法(以下簡稱THIPWM)[17],且通過THIPWM算法計算開關器件占空比函數簡單,因此采用THIPWM算法調制函數推導損耗計算表達式。

采用SPWM和THIPWM時的調制電壓波形:

式中:m為調制系數,且0＜m≤1。

T型三電平逆變器通常采用同相雙載波調制方式,其占空比如表1所示。

表1 T型三電平拓撲導通器件占空比

則器件導通損耗計算表達式如下:

由上述分析可知,在i＞0時,只有Sa1,Sa2產生開關損耗,在i＜0時,Sa3,Sa4產生開關損耗,開關損耗表達式如下,具體展開式在此不贅述。

3 兩電平逆變器損耗分析與計算

3.1 兩電平逆變器電流通路分析

圖2(a)為兩電平A相拓撲結構圖,圖2(b)為一個周期內開關器件與電壓電流關系。為推導兩電平損耗計算公式,對電流通路進行分析。

圖2 A相拓撲及導通器件與電壓電流關系

1)i＞0

當逆變器處于P狀態,Sa1導通,產生導通損耗;處于P→N狀態,Sa1關斷,產生關斷損耗,Da2導通,Sa2零電壓開通,無開通損耗;處于N狀態,Da2產生導通損耗;處于N→P狀態,Sa2零電壓關斷,無關斷損耗,Da2關斷,產生反向恢復損耗,Sa1開通產生開通損耗。

2)i＜0

當逆變器處于P狀態,Da1導通,產生導通損耗;處于P→N狀態,Sa1零電壓關斷,無關斷損耗,Da1產生反向恢復損耗,Sa2開通,產生開通損耗;處于N狀態,Sa2產生導通損耗處于N→P狀態,Sa2關斷,產生關斷損耗,Da1導通,Sa1零電壓開通,無開通損耗。

3.2 兩電平逆變器損耗計算

兩電平逆變器采用單載波調制方式,其開關器件占空比如表2所示。

表2 兩電平拓撲導通器件占空比

由于電路對稱,開關器件導通損耗計算如下:

由上述分析知,Sa1,Sa2只在半個周期內產生開關損耗,器件損耗具體表達式在此不展開。

兩電平逆變器一個調制周期內器件總損耗:

兩電平逆變器的開關損耗僅與電流和開關頻率有關,導通損耗與電流、調制系數和功率因數角有關;T型三電平逆變器開關損耗與電流、開關頻率和功率因數角有關,導通損耗與電流、調制系數和功率因數角有關。

4 兩種拓撲損耗對比

變量及參數的數值如表3所示,通過MATLAB進行損耗分析計算。實際驅動開通電阻12 Ω,關斷電阻6 Ω,直流側電壓Vdc=300 V。對于兩電平逆變器,Sa1,Sa2的導通、關斷電壓Vdc(on)=Vdc(off)=300 V。對于T型三電平逆變器Sa1,Sa4的導通、關斷電壓Vdc(on)=Vdc(off)=150 V;Sa2,Sa3的導通、關斷電壓Vdc(on)=Vdc(off)=75 V。

表3 變量及參數

當單位功率因數(φ=0)并網時,兩電平并網逆變器器件損耗與開關頻率、電流的關系如圖3所示。

從圖3中分析可知:

(1)單位功率因數時,兩電平并網逆變器IGBT開關損耗和總損耗分別隨著開關頻率和并網電流的增大而增大。

(2)單位功率因數時,IGBT和二極管導通損耗隨著電流增大而增大,與開關頻率無關。

圖3 m=0.866時,兩電平逆變器損耗

當單位功率因數(φ=0)并網時,T型三電平并網逆變器器件損耗與開關頻率、電流的關系如圖4所示。

由圖4可以看出:

(1)單位功率因數時,Sa1開關損耗和總損耗隨著電流和開關頻率的增大而增大,Sa2無開關損耗。

圖4 m=0.866時,T型三電平逆變器器件損耗

(2)單位功率因數時,Sa1,Sa2和Da2導通損耗隨著電流增大而增大,Da1無導通損耗。

圖5分別給出了不同電流下,兩種拓撲損耗與開關頻率關系曲線。

圖5 不同電流下兩種拓撲損耗與開關頻率關系

從圖5中可以看出:

(1)并網電流幅值一定時,隨著開關頻率的增大,兩種拓撲損耗隨之增加;

(2)隨著并網電流幅值的增大,兩者損耗交叉點處的開關頻率逐漸增大。

(3)小于損耗交叉點處開關頻率的區段,T型拓撲損耗比兩電平拓撲大;反之,前者損耗比后者小。

圖6分別給出了不同開關頻率下,兩種拓撲損耗與電流關系曲線。從圖6中可以看出:

(1)當開關頻率一定時,兩種拓撲損耗隨著電流幅值增大而增大。

(2)當開關頻率小于或等于1 kHz時,不同電流下,T型三電平拓撲的總損耗比兩電平損耗大,失去三電平的優勢。

(3)隨著開關頻率的增大,兩種拓撲損耗交叉點右移,相比于兩電平,T型三電平的總損耗逐漸減小。

(4)在開關頻率8 kHz時,在全電流范圍內,T型三電平拓撲比兩電平拓撲小。

圖6 不同開關頻率下兩種拓撲損耗與電流關系

由圖5、圖6可知,為了發揮T型三電平逆變器的優勢,使其拓撲損耗在允許最大電流范圍內比兩電平拓撲損耗小,需設置一定大小的開關頻率。經計算,在最大電流幅值(I=21.5 A)、單位功率因數(φ=0)和調制系數m=0.866時,在6.8 kHz開關頻率處,兩種拓撲損耗相等;開關頻率大于6.8 kHz時,T型三電平拓撲具有更小的損耗。

5 結 語

本文對比研究了兩電平和T型三電平逆變器拓撲損耗。通過器件特征參數,建立一種同時考慮工作電壓、驅動電阻和結溫的簡單曲線擬合方法,推導出三次諧波注入調制算法下兩種拓撲的損耗計算模型,得出如下結論:

(1)損耗模型與調制系數、電流、功率因數角和開關頻率有關。

(2)單位功率因數并網條件下,當開關頻率大于6.8 kHz時,可使得T型三電平拓撲損耗在允許的全電流范圍內比兩電平拓撲損耗小。又由于三電平拓撲具有更好的輸出電能質量,可減少濾波器損耗,此時,T型三電平并網逆變器具有更高的效率。