半主動導引頭快速數字化雷達誤差提取方法

俞列宸, 強晶晶, 賀義海, 肖玲華

(上海無線電設備研究所,上海201109)

0 引言

半主動尋的制導是目前地空導彈中應用較為普遍的一種體制,在戰術導彈中占有重要地位,半主動雷達導引頭是半主動尋的制導系統中的一個重要部件。隨著對數據處理實時性、減少控制環節延遲要求的提高,照射頻次快的半主動雷達導引頭逐漸受到海軍、陸軍、空軍等不同軍種以及國內外各種科研單位的重視[1-3]。

單脈沖比幅和差測角為目前半主動雷達導引頭中最為常見的雷達誤差提取方法之一,比幅和差測角是通過計算和差差三通道中,回波信號的的幅度比和相位差,判斷目標處于雷達導引頭天線陣面中的相對位置,來提取雷達誤差[3]。

國內外現役的半主動雷達導引頭,伴隨著數字化導引頭技術的發展,全數字化半主動雷達導引頭逐漸嶄露頭角。傳統的數字化半主動雷達導引頭將接收到的射頻信號混頻至中頻后,對其進行數字化采樣,對采樣后的數字化信號進行FFT處理,根據和通道FFT處理結果進行恒虛警處理獲取目標信號的頻率信息,并提取兩路差通道中對應頻率點上的FFT處理結果實部和虛部。而后,導引頭信號處理機可以計算的到三通道在目標頻點上的幅度和相位,利用比幅和差測角原理,計算得到相應的雷達誤差[2]。

然而,FFT處理和恒虛警檢測需要花費較多的時間,導致傳統數字化半主動雷達導引頭雷達誤差提取時間較長,不適用于對實時性要求較高的、照射頻次快的間斷照射半主動導引頭。本文提出的方法,能夠有效的解決該問題,參照模擬半主動雷達導引頭雷達誤差提取方式,利用數字化的方式快速、準確的提取到雷達誤差,以滿足照射頻次較快的間斷照射半主動導引頭對實時性的要求。

1 單脈沖比幅和差測角算法

比幅和差測角系統如圖1所示。單平面內,采用兩個具有相同且彼此部分重疊的波束的天線,其方向圖如圖2所示。天線的接收信號經過和差網絡(和差器),和信號和差信號分別進入和通道與差通道。如果目標處于兩個波束的交疊軸OA方向,則兩波束接收到的信號強度相等;否則,一個波束接收到的信號強度會高于另一個[4]。

圖1 比幅和差式測角系統

圖2 單平面內天線方向圖

設天線方向性函數為F(θ),等信號軸OA的指向為θ0,則波束1、2的方向性函數可分別寫成:

式中:θk為θ0與波束最大方向的偏角。

設目標信號偏離等信號軸OA的夾角為θt,則波束1接收到的回波信號為u1=K1F1(θ)=K1F(θk-θt),波束2接收到的回波信號為u2=K2F2(θ)=K2F(θk+θt)。 和信道內和信號為uΣ=u1+u2=K1F(θk-θt)+K2F(θk+θt),差信道內差信號為uΔ=u1-u2=K1F(θk-θt)-K2F(θk+θt)差信號電平表征目標相對等信號軸的偏角大小,差信號與和信號的相位差(同相或反相)表征目標相對于等信號軸偏角的方向。

根據以上分析,比幅和差測角算法,其角度計算公式可以歸結為

2 傳統數字化半主動雷達導引頭雷達誤差提取方法

傳統數字化半主動雷達導引頭雷達誤差提取系統框圖如圖3所示。測角信道設計采用倒置接收方式,天線接收到的射頻信號,先經過噪聲系數較小的高放對其進行放大,然后根據系統參數將其混頻至中頻。中頻信號進行放大和濾波后,對其進行數字化采樣,分別對三通道采樣后的數字化信號數字混頻至信號處理基帶,通過數字濾波和抽取降低其采樣率,通過加窗抑制信號中的旁瓣和雜散,對加窗后的信號進行FFT處理,獲得三通道的FFT處理結果。對和通道的FFT處理結果進行恒虛警檢測,獲取目標信號的頻率位置,并從兩路差通道FFT處理結果中提取相應頻率位置上的實部和虛部,按照式(5)計算得到三通道相應頻率位置上的幅度和相位[5]。

式中:re和im分別為對應頻率點上FFT結果的實部和虛部;Amp為該點的幅度計算值;Phase為該點的相位計算值。

將計算的到的三通道幅度和相位帶入式(3)和式(4),即可提取偏航與俯仰通道的雷達誤差。

圖3 傳統數字化半主動雷達導引頭雷達誤差提取示意圖

3 用于半主動雷達導引頭的快速數字化雷達誤差提取方法

第2章提到的傳統數字化半主動雷達導引頭雷達誤差提取方法,需要對采樣后的數字信號進行FFT處理和恒虛警檢測,需要占用較長的處理時間,不適用于對實時性要求較高的、照射頻次較快的間斷照射導引頭。本章提出一種快速數字化雷達誤差提取方法,參考模擬半主動雷達導引頭雷達誤差提取方法,利用數字化的計算方式,減少其數字混頻等處理過程,同時不需要進行FFT處理和恒虛警檢測,采用數字化的方式提取三通道的幅度和相位信息,根據公式(3)和(4)計算得到相應的雷達誤差,能有效的節省算法的處理時間。

設和通道、差通道中回波信號的形式分別可以表示為

式中:aΣ(t)、aΔ1(t)、aΔ2(t)分別為三通道數據的幅度;φΣ(t)、φΔ1(t)、φΔ2(t)分別為三通道數據的相位;φ0Σ、φ0Δ1、φ0Δ2分別為三通道的初始相位;且公式(3)中的φ1=φ0Σ-φ0Δ1;式(4)中的φ2=φ0Σ-φ0Δ2;f0為載波頻率。

考慮到兩路差通道信號表達形式相似,因此僅用式(6)和式(7)進行本文所提方法的推導,為了方便推導,將式(6)和式(7)中和通道和差1通道的初始相位合為通道相位差φ1進行相關的推導,且φ1滿足φ1=φ0Σ-φ0Δ1。

數字化系統可以流水的存儲單次照射期積累的所有采樣點數據,并對和通道和差1通道的數據進行歸一化處理,得

將式(9)和(10)相乘,可得

利用積化和差的公式,可得

通過設計合理的低通濾波器,可以有效濾除4倍載頻部分的分量,僅保留式(12)中的后半部分,即

根據式(14)可以得到和通道與差1通道之間相位差的余弦值cos[φΔ1(t)-φΣ(t)+φ1]=2×LPF{ss(t)}。數字化系統在獲取和通道和差1通道之間相位差余弦值的同時,通過功率合成可以分別得到和通道和差1通道的幅度信息和。根據以上推導,差1通道雷達誤差提取值最終可以表示為

上述推導過程,在數字化系統中均可以通過流水處理的方式進行,系統實現框圖如圖4所示。

圖4 用于半主動雷達導引頭的快速數字化雷達誤差提取方法流程圖

4 仿真試驗

對以上所述算法進行單平面的仿真驗證,仿真所用參數如下:

導引頭積累時間:8 ms;

導引頭采樣率:10 MHz;

導引頭中頻信號:28.001 MHz;

目標方位位置:100 m;

目標俯仰位置:5 000 m;

導引頭天線中心所在方位位置:0 m;

導引頭天線中心所在俯仰位置:0 m;

導引頭天線尺寸:200 mm;

和差通道初始相位差:0.2π;

通道信噪比:7 dB;

目標散射功率增益積:100 k W;

數字濾波器帶寬:200 k Hz;

數字濾波器帶外抑制:80 dB。

仿真得到的通道1和通道2的時域波形圖如圖5所示。

圖5 兩通道時域波形圖

圖6 和通道和差通道內信號時域波形圖

圖7 歸一化后和通道和差通道波形

將其進行數字和差處理,得到和通道和差通道內信號時域波形圖如圖6所示。

歸一化后的和通道和差通道內信號波形圖如圖7所示。

通過計算可以得到此時目標偏離天線中心軸線的角度為1.145°,通過本文提出的算法,計算得到雷達誤差值為1.022°。

修改仿真時所設置的目標位置,進行多次仿真測試,驗證本文所提方法的正確性,仿真測試結果如表1所示。

修改仿真時所設置的通道信噪比,進行多次仿真測試,驗證本文所提方法的正確性,仿真測試結果如表2所示。

表1 仿真測試結果

表2 仿真測試結果

5 暗室靜態測試

通過仿真測試,驗證了本文提出算法的正確性,進一步的,將本文所描述的算法編寫成硬件語言,并燒寫入Xilinx公司旗下的FPGA(XC5VSX95T),該FPGA芯片包含14萬個邏輯單元、塊RAM容量高達8 784KB、可用I/O數高達640個,尺寸為35 mm×35 mm。

通過搭建圖3和圖4所示的回波接收通道,對本文所提算法的正確性、實時性進行驗證。

目標偏離天線中心軸方向為[偏航,俯仰]=[-0.65°,0.6°],經過本文所提算法的處理,其雷達誤差提取值如圖8所示,偏航雷達誤差均值為-0.655 66°,俯仰雷達誤差均值為0.630 06°。

圖9為本文所提算法處理時間的測試結果。其中黑色波門曲線代表照射期同步信號,高電平有效;紅色波門曲線代表本文所提算法處理完成標志,高電平有效。圖中每兩個采樣點之間的時間為2 ms。通過分析,本文所提出的算法,在同步波門到來后,(10～12)ms內可以處理完成,并送出雷達誤差,即本文所提算法耗時約為(2～4)ms。

圖8 雷達誤差提取值

圖9 本文所提算法處理時間測試結果

6 結論

本文提出的用于半主動雷達導引頭的快速數字化雷達誤差提取方法,解決了目前傳統數字化半主動雷達導引頭雷達誤差提取過程復雜、處理時間較長的問題,可以有效的滿足照射頻次較快的間斷照射半主動雷達導引頭對實時性的要求,并且雷達誤差提取結果與真實值的差異較小。

經過仿真驗證和暗室靜態測試,驗證了本文提出的雷達誤差提取方法的正確性、實時性、可行性,可以用于未來戰場中的半主動數字雷達導引頭。