基于Σ-Δ調制和DirectFET器件的D類功放設計

歐陽宏志

(南華大學 電氣工程學院，湖南 衡陽 421001)

便攜式、可穿戴電子設備的發展促使電子產品越來越小型化和輕量化，D 類功放的出現適應了這些需求.與線性放大器相比，D 類功放的效率能輕松達到80%以上，但是它的失真較大，信噪比較低，所以在效率和失真之間的權衡是功放設計的難點[1].D 類功放需要調制器，將音頻的模擬信號變成頻率較高的脈沖信號，傳統的D 類放大器一般采用PWM(Pulse Width Modulation)調制，信號和噪聲交織在一起，造成功放輸出失真較大，聽感上呈現所謂的“數碼聲”.Σ-Δ 調制利用過采樣和噪聲整形技術，減小了信號基帶內的 量化噪聲，提高了輸出信噪比[2].

研究采用Σ-Δ 調制技術，并精選先進的DirectFET 開關器件，以高保真度為目標，設計了一款D 類功放機，并對其關鍵指標進行了測試.

1 方案論證

1.1 Σ-Δ 調制

一般的D 類功放組成如圖1 所示.模擬音頻信號經過前置放大器，放大后進入調制器，常用PWM 調制器由三角波發生器和比較器組成，調制之后的脈沖信號經過驅動電路加強之后，送給 開關管進行功率放大，開關管輸出幅度較大的脈沖信號，通過重建濾波器(即低通濾波器)濾除高頻分量后，得到放大了的原始信號，這就是D 類功放的工作流程.

圖1 D 類功放組成結構

調制器對于D 類功放的信噪比來說是很重要的一環，除了PWM 調制器，還有一類Σ-Δ 調制器，這種常用在ADC 和DAC 中的調制器，實際上就是壓控振蕩器.以一階Σ-Δ 調制器為例，介紹其工作原理.如圖2 所示，模型由加法器、積分器、一位量化器(采樣)組成[3].如圖3 所示，它把正弦波變成疏密相間的矩形波，正弦波變化越快的位置，矩形波的密度越大，輸出變化率與輸入變化率同步.假定在信號經過量化器時疊加量化噪聲ε，則容易解得

式(1)前半部分對信號呈現低通性質，后半部分對噪聲呈現高通性質，如圖4 所示.如果濾波電路的截止頻率合適，理論上可以把噪聲全部濾除.這種噪聲整形的做法大大提高了系統的信噪比，減小了信號的失真.

圖2 一階Σ-Δ 調制器系統模型

如果調制器階數越高(積分器個數越多)，噪聲整形效果就越好，工程上一般選擇二階以上的調制器.二階Σ-Δ 調制器模型如圖5 所示.通過將積分器級聯，使得噪聲傳遞函數具有40 dB/10倍頻程的上升速率，這樣信號與噪聲的分界線就愈發明顯.另外，將量化器取樣頻率設高，就越能把噪聲推得越遠，此時將已經被推往高頻的量化噪聲用低通濾波器濾除，則可以得到量化噪聲較少的原信號[4].

圖3 一階Σ-Δ 調制器輸入輸出波形

圖4 一階Σ-Δ 調制器輸出信號頻譜

圖5 二階Σ-Δ 調制器系統模型

1.2 效率分析

效率是D 類功放優于其它類型功放的重要指標，它被定義為輸出有功功率與電源提供的直流功率之比.系統功耗主要來自輸出開關管導通阻抗、開關損耗和靜態電流開銷.為簡單起見，采用半橋圖騰柱的拓撲來計算功率級的效率，則效率η可以表示為

其中，Pall(on)為導通損耗；Pall-turn為開關損耗；PL為濾波電感的損耗；Po為輸出功率.可見，D 類功放的效率與功率管的導通電阻、開關時間，及濾波電路的寄生電阻有關，減小這些參數就可以進一步提高效率.

1.3 開關器件

由于全橋變換較為復雜，并且效率較低，所以選擇半橋拓撲作為功率放大模塊.D 類放大器的性能很大程度上取決于MOSFET 及其驅動電路的特性.DirectFET 是國際整流器公司推出的一種新的封裝技術，該技術改善了功率器件的散熱問題，它使得MOS 管的關鍵參數Rds(on)和Qg等得到優化，使得失真和電磁干擾得到改善，其很低的Rg保證了死區時間能很好地被控制，所以非常適合作為D 類功放的開關器件[5].

2 電路設計

2.1 前置放大級

前置級放大主要是對微弱信號進行放大，又不能引入較多噪聲，所以要選擇低噪聲器件.選擇OPA2604 運算放大器作為核心器件，是因為OPA2604 是FET 輸入的為高性能音頻系統設計的專用運放，它具有超低諧波失真、低噪聲和高增益帶寬等特點，但電壓增益不能太大，設置為11 倍.電路設計如圖6 所示.

圖6 前置放大級

2.2 Σ-Δ 調制級

用電子器件物理實現圖5 中的模型，經過Multisim 軟件多次仿真調試得到圖7 所示的電路圖.用運放的反相求和實現加法器，RC 電路實現積分器，D 觸發器實現量化器功能，均選用高速器件.考慮到后續驅動電路的能力，時鐘頻率定為400 kHz，用有源晶振保證其頻率穩定度[6].

圖7 二階Σ-Δ 調制級

2.3 驅動及功率放大級

采用集成柵極驅動器，通過輪流輸出高低電平，來控制2 個開關管的輪流導通.由于是圖騰柱結構，需要自舉電路為下面的MOS 管提供直流偏置[7].如圖8 所示，使用IR2010 作為驅動器，它是一款高功率、高電壓、高速率的芯片，開關時間低至50 ns.MOS 管則使用DirectFET 器件：IRF6655，其Rds(on)=62 mΩ，Qg=8.7 nC.D2 和D3 這2 個加速二極管可以使管子輸入電容放電速度更快，從而降低關斷損耗.

圖8 驅動及功率放大級

2.4 濾波級

MOS 管輸出的信號除了音頻分量，仍然包含大量的高次諧波，需要一個低通濾波器進行處理，一般采用二階巴特沃斯無源濾波器，由LC 元件構成[8].由于濾波器的邊緣并非理想，所以其截止頻率至少高于22 kHz，假定負載為4 Ω，考慮到茹貝爾網絡的影響，用Multisim 軟件仿真得到了合適的LC 值，L=22 μH，C=1 μF，其電路及幅頻響應曲線如圖9 所示.當負載為4 Ω 時，22 kHz下降了1.5 dB，100 kHz 下降了18 dB；當負載為8 Ω 時，幅頻響應曲線出現了過沖.電感磁芯采用R2KB1 材料，抗音頻飽和性好，損耗也小.電容選用溫度系數較好的獨石電容.

圖9 濾波級電路及其幅頻響應

另外，該系統需要用到±50，±5 和+12 V 電壓，并用定制的200 VA 開關電源供電，其電路設計包含左右2 個聲道，電路板長寬高為100 mm×50 mm×35 mm，重量為0.25 kg，最后制作好的實物如圖10 所示.

圖10 實物圖

3 測試結果及分析

3.1 調制器

輸入端接入幅值為1.4 V，頻率為10 kHz 的正弦波，調制器輸出波形如圖11 所示.可見輸出為疏密相間的脈沖波，符合前面的仿真分析.

圖11 調制器輸出波形

3.2 輸出波形

為測試整個系統的放大功能，輸入端接入幅值為2 V，頻率為1 kHz 的正弦波，負載為4 Ω的電阻器，得到如圖12 所示的波形.

圖12 輸入1 kHz 正弦波時輸出端波形

由圖12 可知，輸出波形幅值為29.2 V，輸出功率達到106.6 W.接著把輸入信號的頻率提高至10 kHz，結果如圖13 所示.

圖13 輸入10 kHz 正弦波時輸出端波形

在圖13 中，輸出波形雖有少量毛刺，但在可接受的范圍之內.

3.3 頻率響應

讓功放在滿功率100 W 下連續工作，用掃頻儀測試其頻率響應，所得曲線如圖14 所示.

圖14 滿功率時的幅頻響應

由圖14 可知，當負載為4 Ω 時，-3 dB 帶寬為32 kHz；而當負載為8 Ω 時，-3 dB 帶寬為50 kHz，中頻區非常平坦.

3.4 總諧波失真

諧波失真(THD, Total Harmonic Distortion)是功放的重要指標.用失真度測量儀測量系統的THD，結果如圖15 所示.

圖15 總諧波失真隨輸出功率變化曲線

由圖15 不難發現，隨著輸出功率增大，THD逐漸減小，雖在接近滿功率時有略微的增大，但總體THD 都在1%以下，這得益于MOS 管優良的性能.

3.5 效率

效率是D 類功放的最大優勢.用萬用表和數字毫伏表測得功放的效率隨輸出功率的變化曲線如圖16 所示.

圖16 總效率隨輸出功率變化曲線

從圖16 可知，總效率隨著輸出功率的增加呈現指數增長的趨勢，這與式(2)推出的結論是一致的，且效率最高可達94%.

3.6 聽感

聽感是一個較為主觀的指標.把它和一個甲乙類功放做比較，輸出同樣的功率，放同一首曲子，發現本文所設計的功放聲音通透晶瑩，聲場很規整，解析力很高，但音色上相對偏硬一些.

4 結論

隨著半導體技術的不斷創新，使得功率放大器得具備更高的效率、更高的功率密度和更好的音頻性能.本研究采用新穎的DirectFET 開關器件，結合Σ-Δ 調制技術，制作了一款實用的D 類功放.該D 類功放的失真度小于1%，效率最高可達94%，額定輸出功率為100 W(負載為4 Ω)，可以用于家庭影音、工業測量和聲音報警等場合，特別適合于智能音響等智能硬件產品.下一步將自行設計開關電源，進一步縮小體積，并實現全數字化處理.