帶寬恒定的電調帶通濾波器

高瑞平,曹良足

(景德鎮陶瓷大學 機械電子工程學院，江西 景德鎮 333403)

0 引言

隨著無線通信系統的飛速發展，為了降低成本，減小系統體積和結構復雜度及提高系統的性能，需要使用小尺寸和高性能的濾波器。電調帶通濾波器的結構、體積和性能在無線通信系統中引起了關注。所以,設計結構簡單，體積小和實用價值高的帶寬恒定電調帶通濾波器具有重要意義。

目前國內外已報道的電調濾波器中,文獻[1]的濾波器帶寬可控，提高了通帶的選擇性；文獻[2-3]的濾波器電調范圍分別為1.8～2.44 GHz和1.21～1.75 GHz；文獻[4]的濾波器插入損耗較小。帶寬恒定成為通信發展的重要條件。由于階梯阻抗諧振器[5]易控制濾波器的帶寬，且小型化，故采用階梯型阻抗諧振器。Sang-JunePark等[6]和Chuan Ge等[7]設計了平行耦合線輸入、輸出結構的可調諧濾波器。Sarkar D等[4]設計三階開環結構的電調濾波器。賈建蕊等[8-9]通過耦合帶寬法設計了一種恒定帶寬可調濾波器。文獻[10-11]介紹了一種采用微帶梳狀線形式的電調帶通濾波器的設計原理。為了減小濾波器結構的復雜度，本文采用抽頭式的輸入輸出。階梯型諧振器(SIR)的兩端，接地端為磁耦合，另一端為電耦合，通過改變濾波器的間距和開路端微帶線的寬度可改變耦合量。諧振器的耦合系數通過控制電磁混合耦合的比例來實現，因此，控制電、磁耦合的大小是本文的一大難點。本文通過ADS和HFSS仿真確定濾波器結構的尺寸及電容、電感和電阻的值，從而使濾波器帶寬保持恒定。

本文設計了階梯型帶寬恒定的電調帶通濾波器，利用帶寬恒定原理及相關公式計算濾波器的相關參數。采用ADS及HFSS軟件進行建模和仿真以確定濾波器的物理尺寸。與均勻阻抗諧振器(UIR)相比，SIR在諧波調節和濾波器小型化方面均有明顯的優勢。故本文研究的帶寬恒定的電調帶通濾波器具有重要的工程應用價值。

1 電調帶通濾波器的設計過程

圖1為電調帶通濾波器的結構，它由2個λg/4(λg為波導波長)微帶諧振器構成，諧振器的結構為階梯阻抗型，諧振器間的耦合區域由開、短路端構成。圖中，s1和s2為階梯阻抗諧振器間的間隙，w1對應圖1的階梯寬度，wi、li(i=1～7)分別為濾波器結構的各段寬度、長度，C為可調諧濾波器的可調電容，C1、Z1分別為隔直電容和偏置電阻，電阻Z=50 Ω。其中開路端間耦合為電耦合(ke)，短路端間耦合為磁耦合(km)，總耦合系數ktot為

ktot=ke-km

(1)

圖1 相對帶寬恒定的電調帶通濾波器

通過控制ke與km的大小比例得出ktot，且在頻率變化范圍內幾乎保持不變。采用對稱的λg/4二階SIR。在濾波器結構方面，濾波器的輸入、輸出采用抽頭式，以減小結構復雜度。

圖2為耦合系數調整結構圖。通過HFSS軟件對圖2進行本征模仿真，將仿真結果導出并計算其耦合系數：

(2)

式中fm1、fm2分別為模式1、2的工作頻率。

圖2 耦合系數調整結構圖

圖3(a)為s1不同時，k12與工作頻率的關系。圖3(b)為w1不同時,k12與工作頻率的關系圖。w1與對應的相對變化率R如表1所示。

圖3 耦合系數分析

表1w1與R對照表

w1/mm12345R/%10.0019.9312.1011.3617.42

由表1可知，w1=1 mm、4 mm時，R較小。本文設計的是帶寬恒定的電調帶通濾波器，故R越小越好，取w1=1 mm或4 mm最佳。s1與對應的R如表2所示。

表2 s1與R對照表

由表2可知，s1=3 mm時，R最小，故s1=3 mm最佳。綜合考慮濾波器的結構和仿真結果,選取s1=3 mm,w1=4 mm。

可調諧濾波器的C1=1.2～14.8 pF時，耦合系數的相對變化率為10×(1±0.01)，故濾波器的相對帶寬BW在調諧過程中幾乎保持恒定。確定諧振器間的耦合尺寸如表3所示。表中，wi、li(i=1～7)分別對應濾波器結構的各段長度、寬度。w2=w3=w4，C2為弱耦合所需的電容。

表3 濾波器結構參數

圖4為品質因數調整結構圖，確定諧振器的抽頭位置，wi、li(i=1～7)分別為濾波器結構的各段長和寬。w2=w3=w4=w5=w6=w7。

圖4 品質因數調整結構圖

外部品質因數的計算式為

Qe=fc3/BW3 dB

(3)

式中：fc3為諧振器3 dB的中心頻率；BW3 dB為3 dB帶寬。

通過仿真得到l3=14 mm、電感L=10 nH。圖5為Qe隨頻率變化的關系圖。當頻率在0.5～1.1 GHz變化時，Qe為15±1。Qe幾乎不隨fc3的變化而改變。

圖5 Qe隨調諧頻率的變化

由圖3、5可知，其參數幾乎不隨頻率的變化而變化，電調帶通濾波器的相對帶寬不變，即可實現相對帶寬恒定的電調帶通濾波器。

通過以上電調帶通濾波器設計過程分析，確定最終尺寸：w1=4 mm，w2=w3=w4=w6=w7=2 mm，s1=3 mm，s2=0.2 mm，l1=5 mm，l2=6.5 mm，l3=14 mm，l4=7.9 mm，l5=4 mm，l6=3 mm，l7=5 mm，C1=10 pF，L=10 nH，Z=50 Ω，Z1=10 kΩ。

圖6為電調帶通濾波器仿真模型。圖7為不同電壓值對應的傳輸和反射曲線。頻率調諧范圍為0.45～0.98 GHz時，BW3 dB/fc3=0.07±0.01。本文若不采用SIR，頻率調諧范圍則會縮小。

圖6 電調帶通濾波器的原理圖

圖7 ADS仿真波形

2 實驗過程和測量結果

采用厚0.787 mm的Rogers5880(tm)介質基板制作微帶線，基板的相對介電常數為2.2,介電損耗正切為0.000 9。變容二極管采用Skyworks公司的SMV1215-011LF，C1和輸入、輸出電感采用ATC公司0603型高品質因數值電容器和0805型線繞電感器。0603型的1 kΩ電阻器用于防止射頻泄漏。將這些元器件按照仿真圖焊裝在基板上，裝入鋁外殼中，實物照片如圖8所示。

圖8 相對帶寬恒定的電調帶通濾波器

采用網絡分析儀AgilentE5071B測量濾波器的傳輸和反射特性，測量結果如圖9所示。

圖9 測量結果

由圖9可看出，在0～8 V直流偏壓下，濾波器的中心頻率從0.45 GHz變化到1.0 GHz，與仿真結果基本一致。在0.45～1.0 GHz時，相對帶寬為0.06±0.01，基本保持恒定。但在低偏壓時插入損耗變化較大，其原因是介質基板的介電損耗、微帶線的電導損耗、變容二極管寄生電阻產生的損耗、電容器的介電損耗和電感串聯電阻產生的損耗造成的。采用高品質因數值的GaAS變容二極管和適當增加濾波器的BW3 dB有望降低插入損耗。

3 結束語

采用階梯型阻抗諧振器實現相對帶寬恒定的電調帶通濾波器，并對其進行分析和測量。通過合理控制濾波器的尺寸，在0.45～1.0 GHz時實現相對帶寬保持恒定。實測結果與仿真結果基本一致。該濾波器結構的提出使恒定帶寬可調濾波器體積減小，結構簡單，且在無線通信系統中具有更廣泛的應用價值。