一種電流模式方波/三角波發生器

齊庭庭, 楊民生

(湖南文理學院 計算機與電氣工程學院, 湖南 常德, 415000)

方波/三角波發生器在傳感器接口、電子測量儀器、通信模塊和功率變換電路具有廣泛的應用[1–2]。采用普通集成運放(OA, Operational Amplifier)可以方便地實現方波/三角波發生器, 但受集成運放低壓擺率和固定增益帶寬積的影響, 這種電路的工作頻率非常有限。近年來隨著集成技術的發展, 眾多電流模式器件相繼被提出, 相對于傳統的集成運放, 這些電流模式器件具有頻率高、動態范圍大、線性度好和功耗低的優點。基于此, 應用這些新的電流模式器件設計方波/三角波產生電路引起了廣大學者的高度重視, 提出了很多典型的電路。Almashary和Alhokail[3]首次采用電流傳輸器(CCII, the Second Current Conveyor Generation)為有源器件實現了一個方波/三角波產生電路, 但該電路的占空比不能調節且最大工作頻率限制在410 kHz。為了提高該電路的性能和減低電路的復雜度, Pal[4]等采用施密特觸發器級聯電壓積分器提出一種新的方波/三角波產生電路。采用3個跨導運算放大器(OTA, Operational Transcon-ductance Amplifier)、1個接地電阻和1個接地電容, Chung[5]等提出了一個電壓模式方波/三角波發生器,該電路能通過調節OTA的偏置電流實現頻率和幅度的獨立調節, 但該電路使用了過多的有源器件, 且電路占空比不能調節。文獻[6]對該電路提出了改進, 降低了電路的復雜性。文獻[7]采用電流反饋運算放大器(CFOA, Current Feedback Operational Amplifier)為有源器件實現了一個占空比可調的方波/三角波發生器, 但該電路包含了3個浮地電阻。上述電路均以電壓信號為輸出信號, 雖然工作頻率相對于集成運放實現的方波/三角波信號發生器有所提高, 但并沒有完全發揮電流模式電路的優勢, 工作頻率依然非常有限。相對于電壓模式方波/三角波產生電路, 電流模式方波/三角波產生電路的研究甚少。Phamorn[8]采用多端輸出的電流控制電流差分跨導放大器(CCCDTA, Current Controlled Differencing Transconductance Amplifier)實現了一個電流模式方波/三角波發生器, 測試結果表明該電路的振蕩頻率較電壓模式方波/三角波產生電路有較大的提高, 最高工作頻率可達2 MHz。但由于電流控制電流差分跨導放大器的跨導值受溫度影響很大, 因而該電路在實際應用中必須附加溫度補償電路。

本文采用多端輸出的差分電壓電流傳輸器實現了一種電流模式方波/三角波產生電路, 該電路具有如下優點: (1) 采用較少的有源器件和無源器件; (2) 所有器件均接地, 可以大大減少器件寄生參數對電路的影響, 并有利于采用標準的CMOS工藝進行集成; (3) 振蕩頻率可以由一個接地電容進行線性調節,而不影響輸出信號的幅度; (4) 調節外接電流源可以有效控制輸出信號的占空比; (5) 能夠產生高頻率的方波和三角波信號。本文與現有方波/三角波發生器的詳細對比情況見表1。

表1 性能對比表

1 電路原理

1.1 MO-DVCC及其等效實現電路

跟其它電流模式器件相比, 差分電壓電流傳輸器具有靈活的端口關系, 在高性能模擬信號處理中得到了廣泛的應用[9]。本文在K. Pal提出的DVCC的基礎上構建了一種具有正負多端電流輸出的差分電壓電流傳輸器(MO-DVCC), 其電路符號如圖1所示。理想MO-DVCC的X端口具有零輸入阻抗, 而電壓輸入端Y1, Y2和電流輸出端則具有無窮大阻抗, 其端口特性可以表示為[10]

本文采用商品化的集成電流模式器件電流傳輸器(AD844)構建了一個MO-DVCC的等效實現電路(圖中AD844的引腳X、Y、Z分別代表in+、in-、out), 如圖1(b)所示。根據電流傳輸器AD844的端口特性VX=VY,IZ=IX和IY= 0可知, AD844(1)和AD844(2)的Y端電壓之差

由于IT1=IX1, AD844(3)的Y和X端電壓

為了實現多端電流輸出, AD844(4)、(5)、(6)和(8)采用Y端并聯連接, X端分別接相同電阻到地。由于IT2=IX, 從而

由式(2)和式(3)可知, 當電阻Ra=Rb, AD844(1)、AD844(2)和AD844(3)實現了DVCC的電壓求差功能,當電阻Rc=Rd時, AD844(4)～(9)則實現了正負多端電流輸出, 從而提出的電路能很好的模擬DVCC的端口關系, 其正負電流輸出端的端口數可以根據實際需要進行選擇。

圖1 DVCC的電路符號及等效實現電路

1.2 電路實現及其工作原理

采用 MO-DVCC為有源器件實現的電流模式方波/三角波產生電路如圖2所示。該電路結構非常簡單,僅由2個MO-DVCC、4個接地電阻、1個接地電容和 1個可調電流源構成。其中 MO-DVCC(1)和電阻R1、R2和R3構成電流模式施密特觸發器, MO-DVCC(2)和電阻R4、電容C構成電流積分器, 可調電流源IADJ用于調節方波的占空比, 方波信號和三角波信號分別直接從MO-DVCC(1)和MO-DVCC(2)的高阻抗端輸出。

圖2中MO-DVCC(1)的一個同相電流輸出端和Y端相連并通過電阻R1接地, 使電路產生了強烈的正反饋。該反饋過程可以描述如下: 假設某種原因使是MO-DVCC(1)的Y2端電壓增加, 根據VX=VY1-VY2可知,X端的電壓減小從而導致 X端的輸出電流IX1減小,MO-DVCC(1)的輸出電流IZ1隨著IX1減小而減小, 由于R1>R3, 因此電流IZ1形成強烈的正反饋使MO- DVCC(1)的Y1端電壓激劇減小, 從而進一步加劇了X端的電壓減小, 使輸出電流很快達到正飽和值IZsat(表示電流流入器件) , 反之則使輸出電流達到負飽和值-IZsat(表示電流從器件流出)。

假設電路初始狀態為IZsat, 則電流IZ1和可調電流源減IADJ給電容C反向充電, 電容C的電壓線性降低, 致使 MO-DVCC(2)的 X端流入電流線性增加, 由于IZ2=IX2從而導致MO-DVCC(1)的Y2端電壓線性降低, 因此MO-DVCC(1)的Y1和Y2端的電壓差 (VY1-VY2) 減小,當IZ2達到電流模式施密特觸發器的上門限電流ITH時,MO-DVCC(1)的X端口電壓等于Y1和Y2端的電壓差,即VX=VY1-VY2, MO-DVCC(1)在IZ1的強烈正反饋作用下由IZsat跳變到-IZsat。當電路狀態處于-IZsat時, 由于此時電流IZ1的方向為流出MO-DVCC(1), 因而電流IZ1和可調電流源減IADJ給電容C充電, 電容C的電壓線性上升, 從而導致MO-DVCC(2)的電流IZ2線性減小,致使 MO-DVCC(1)的 Y2端電壓線性增加, 同理當IZ2減小到電流模式施密特觸發器的上門限電流ITL時,VX=VY1-VY2, MO-DVCC(1)的輸出電流由-IZsat跳變到IZsat。周而復始, 從而在MO-DVCC(1)的電流輸出端可以獲得方波電流, 在MO-DVCC(2)的輸出端可以獲得三角波電流, 其輸出波形如圖2(b)所示。

根據上述工作原理可知, 當MO-DVCC(1)的X端電壓等于Y1和Y2端電壓差時電路發生跳變, 從而可以確定電流模式施密特觸發器的門限電流, 即

圖2 電流模式方波/三角波電路及輸出波形

由IZ1=IX1=±IZsat可得

則三角波信號的峰值

根據圖2(b)所示的波形圖可知, 在T1時段, 電流IZ1達到正飽和, 電流IZ2線性增加, 其增長速率可以表示為

將式(6)代入, 則可以計算出

同理在T2時段電流IZ2達到反向飽和, 電流IZ2線性減小, 其減小速率可以表示為

其中KI=IADJ/IZsat, 為電路的電流調整因素。

由式(9)、(11)可知, 該電路的振蕩周期和振蕩頻率分別為

方波信號的占空比可以表示為

由式(13)、(7)和式(14)可知, 調節電容C可以線性調節電路的振蕩頻率，不會影響三角波輸出信號的幅度, 而方波的占空比、三角波上升、下降的斜率可以通過調節電流調整因素KI實現。

2 仿真分析

為了驗證電路的正確性, 對提出的電流模式方波/三角波發生器進行了 Pspice仿真分析, 仿真時MO-DVCC采用圖1(b)的等效實現電路, 電源電壓為±5 V。

圖3 電流模式方波/三角波仿真結果

取圖2(a)電路參數為R1=10 kΩ,R2=10 kΩ,R3=5 kΩ, C=5 nF,R4=1 kΩ, 可調電流源IADJ=0, 仿真得到的方波和三角波輸出波形如圖3(a)所示, 將方波信號經FFT變換得到的頻譜如圖3(b)所示。將上述參數代入式(13)可以計算出電路的理想振蕩頻率為 100 kHz, 從圖 3(b)的頻譜圖可以看出, 該方波信號的基波頻率正好為100 kHz, 與理論值完全一致。經Pspice仿真測試: 方波輸出幅度IZsat為±135 μA, 三角波電流的輸出幅度為±65 μA, 非常接近電流模式施密特觸發器的門限電流。

由式(14)可知, 當調節可調電流源時可以有效控制方波的占空比和改變三角波上升、下降沿的速率。上述電路參數保持不變, 當取IADJ=±80 μA時得到的占空比D分別為80%和20%的輸出波形如圖3(c)、3(d)所示。

為了驗證該電路能產生高頻的振蕩信號, 將電路參數調整為R1=5 kΩ,R2=5 kΩ,R3=4 kΩ, C=0.1 nF,R4=1 kΩ, 可調電流源IADJ=0, 電路產生的高頻振蕩信號如圖3(e) 所示, 從方波的頻譜圖可以看出基波頻率為11.05 MHz, 與理想振蕩頻率12.5 MHz相差1.45 MHz, 這主要是由于隨著工作的頻率的增加,MO-DVCC的寄生參數對電路的影響越來越大所造成。如采用標準的CMOS工藝集成實現該電路, 則可以進一步提高電路的振蕩頻率。

3 結束語

本文采用商用集成電路AD844構建了MO-DVCC的等效實現電路并對提出的方波/三角波產生電路進行了仿真分析, 仿真結果證明了電路的正確性。該電路僅包含2個MO-DVCC、4個接地電阻、1個接地電容和1個可調電流源, 通過電容實現電路的振蕩頻率獨立可調。此外, 通過調節電流源可以實現對方波信號占空比的有效控制。尤為重要的是, 相對于電壓模式方波/三角波產生電路, 本文提出的電路能夠產生高頻率的振蕩信號。