一種基于光學移頻的電子干擾技術分析

李 培，劉 禹

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所,江蘇 揚州 225101)

0 引 言

在以信息科學技術為核心的現代化軍事戰爭背景下，敵我雙方對電磁信息權的爭奪將影響戰場的局勢，雷達對抗已成為現代戰爭的一項重要手段[1]。

對艦船、飛機和彈道導彈等加裝電子干擾設備，可以有效地保護自身或打擊敵方的電磁防御系統，有助于在電磁戰爭中掌握戰場局勢。通常，干擾設備需要對接收到的雷達脈沖信號進行可重構、高保真度的存儲，經處理分析后再以一定的干擾樣式發射，從而實現電子干擾。電子對抗干擾系統中，射頻存儲模塊是至關重要的組成單元，它能夠對來自威脅雷達的射頻脈沖信號進行復制、存儲。在特定的控制時間延遲后再次發射該信號，實現對威脅雷達欺騙式的干擾。然而，考慮到微波頻段的模/數轉換分辨率受限，僅利用電子手段對復雜的微波雷達脈沖信號進行高保真度存儲具有挑戰性。數字射頻存儲(DRFM)是目前針對射頻信號存儲比較有效的措施[2]。該存儲系統的性能取決于存儲時間延遲，且所存儲的信號不隨時間變化。然而缺點是無法同時確保獲取寬的瞬時帶寬和大的動態范圍，因為比特數和采樣率越高，處理的數據量越龐大，導致系統本身成本高且更為復雜；另外，模/數和數/模轉換速率受限，從而限制了瞬時帶寬。

光學技術為上述問題提供了解決措施。對于微波和毫米波調制信號，光波導可作為一種有效的信號延遲介質。光電信號處理具有高時間帶寬積的特征，它能突破傳統電子信號處理器中的采樣速度受限的瓶頸。利用光纖進行雷達脈沖射頻信號的延遲存儲，即光學射頻存儲(PRFM)，無需模/數轉換，在較長的光學延遲線上傳輸光學調制信號損耗極低，動態范圍廣，且它的瞬時帶寬(40 GHz)要比DRFM的寬數十倍以上[3]。這些優勢使得PRFM能夠處理復制工作頻段內的任何雷達信號，包括頻率捷變信號和脈沖壓縮雷達信號。在傳統的PRFM模塊中，延遲線回路中存在的同頻率的光對實際需要的輸出調制光信號產生了干擾，限制了最大存儲時間以及最終解調后輸出脈沖信號的質量。

本文介紹了一種新穎的基于光學移頻的PRFM方法，可解決上述缺陷，保證較長的射頻存儲時間、寬瞬時帶寬以及大動態范圍。對比討論了所提出的PRFM相比于傳統的PRFM在輸出脈沖射頻信號方面的優勢。通過仿真分析了PRFM的系統性能。

1 光學儲頻技術

傳統的PRFM結構如圖1(a)所示。激光光源發射出的連續光波經輸入的雷達脈沖信號電光調制之后，進入到光循環延遲線回路。該延遲線主要由光耦合器、光放大器以及一定長度的單模光纖構成。調制光信號以極低的損耗在回路中循環，達到一定延遲時間后，通過回路輸出端的一個高速光學開關來控制輸出經延遲后的脈沖調制信號。光放大器的作用是補償系統的損耗，以獲得足夠多的循環次數來確保較長的儲頻時間。然而這樣的PRFM結構存在著激光輻射諧振問題。當一個射頻脈沖調制的光信號進入到光纖回路中，調制信號通過光放大器放大經歷一次回路循環后，經光耦合器分路，一部分信號繼續在光纖回路中循環，另一部分信號通過光開關選擇性地輸出。因此，在光纖回路中始終存在著與入射激光同頻率的光信號，不斷地經過循環放大及損耗。當后續進入的射頻脈沖調制的光信號，經過回路一定的時間延遲之后輸出時，在光耦合器的出射端會與回路中殘留的同頻率信號發生諧振。當相位差不為零甚至相差π rad時，會造成輸出信號功率的嚴重衰減，信噪比低，限制了延遲線的穩定性和最終輸出射頻信號的保真度。

這里提出了一種新型的PRFM結構，如圖1(b)所示。在光纖延遲線回路中加入光學頻移器，因此調制光信號每經歷一次循環都產生一次頻移Δf，這樣避免了光纖回路中殘留信號光的頻率與入射光頻率相同而發生上述的諧振問題，從而可以實現更多次的回路延遲循環。在延遲回路的輸入端加入一光開關，通過脈沖控制光調制的射頻脈沖序列進入回路，并在輸出端也引入一光學開關控制輸出達到所需求的時間延遲后的信號。延遲回路中的電子釋放開關可用于將環路中的背景信號釋放至環路外，從而減少環路的損耗。開關的控制時序可依據射頻脈沖及儲頻脈沖的輸出時序來設定。

圖1 傳統PRFM與所提出的PRFM對比

2 系統性能分析

2.1 最大存儲時間

在PRFM中，輸出射頻脈沖信號的信噪比(SNR)決定了該系統最大的射頻存儲時間，起到限制SNR作用的因素包括自濾波效應和回路放大器產生的信號自發的差拍噪聲。自濾波效應會導致整個參鉺光纖放大器(EDFA)增益譜寬變窄。盡管這樣可以抑制放大的自發輻射噪聲，但也導致不同波長的光信號通過放大器后具有不一樣的幅度值。在設計的PRFM中，射頻脈沖在光纖回路中循環若干次，從而自濾波產生，導致EDFA的增益譜變窄，限制總的光循環次數，即對應限制最大存儲時間。

通過數學建模分析，得到了經過i次光纖回路循環之后一個射頻脈沖信號的SNR表達式，即射頻脈沖信號功率PRF與噪聲功率Pnoise的比值，如下[4]：

(1)

式中：κ為光纖耦合效率；g為EDFA增益，是光頻率f的函數；f0為激光中心頻率；ls為頻移器的插入損耗；nsp為自發輻射因子；G為放大器增益；hν為光量子能量；W為雷達信號脈沖寬度；T為脈沖重頻間隔；B為接收器帶寬；Pin為激光光源的功率；lm為光調制器的插入損耗；VRF為輸入射頻脈沖信號電壓值；Vm為光調制器的轉換電壓。

圖2展示了通過仿真計算得到的SNR隨循環次數i的變化曲線關系。仿真時參數選取為：κ=0.5，f0=194 THz，ls=0.05，nsp=3.5，G=2，W=0.25 μs，T=0.5 ms，B=200 THz，Pin=3 mW，lm=0.05，VRF/Vm=1，Δf=100 MHz。這里對于EDFA增益函數g，假設滿足簡單的洛倫茲譜線型[5]。從圖中可以觀察到，SNR下降到-10 dB時所對應的循環次數約為390，即對應光纖回路內射頻存儲的時間上限值。

2.2 相位畸變

PRFM中長的射頻存儲時間對應著調制光信號在光纖回路中經歷更多的循環次數，即意味著調制光信號在相當長的一段光纖里傳輸。由于光信號實際并不是單色的，從而存在著光纖色散問題。假設激光光源的線寬明顯要比射頻信號帶寬小得多，且回路中的光纖具有線性群延遲響應，那么通過光纖之后的射頻信號的相位改變量滿足[4]：

(2)

式中：τ(f0)為群延遲；f0為光載頻；D為光纖色散系數；L為光纖長度；λ為載波波長；c為光在真空中的傳播速率；式中第2項對應著由于光纖色散引起的相位畸變。

對該相位畸變項進行了仿真。所選取的參數為：高頻微波信號覆蓋頻率范圍為1～18 GHz，單模光纖循環若干次后回路總長為20 km；激光載波的中心波長為1 550 nm。針對不同的色散系數(D分別取0.5、1、5、10和15 ps·nm-1·km-1)下的仿真結果如圖3所示。從圖中可以觀察到：在高頻部分，色散引起的相位畸變更嚴重。對于D小于0.5 ps·nm-1·km-1的單模光纖所產生的相位畸變小于0.1 rad。因此，使用理想的零色散的光纖，可以避免高頻微波信號延遲的相位畸變問題，從而可實現更長的儲頻時間。在實際設計選擇光纖時，應充分考慮光纖的色散系數以滿足所需要的頻段內射頻信號最大存儲時間工作要求。

圖3 不同光纖色散系數下相位畸變與射頻頻率的關系

3 仿真對比分析結果

通過信號模擬仿真，比較了傳統PRFM法和本文所提方法對于射頻信號輸出的差異，驗證了光學移頻的有效性。模擬時設定輸入的射頻脈內信號為幅度為1、頻率為10 GHz、基線值為1的正弦波，光學信號為幅度為1、頻率為100 THz的正弦波。假設二者初始同相位。圖4(a)所示的是經過脈內射頻信號調制后的光信號(僅顯示一小段時間內)。調制光信號每經過一次光纖回路所產生的相位延遲為(2k+1)π，其中k為整數。在所提出的PRFM中，設置光學頻移量為2 MHz。圖4(b)和(c)分別為傳統法和本文方法中調制光信號經過光纖回路循環390次之后所輸出的信號。在圖(b)中信號最終為零，是由于光纖回路中若干相同頻率的正弦波相互疊加干涉，在滿足相互間相位反相時的結果。然而經過本文方法中的光學移頻處理，得到如圖4(c)所示的不同頻率正弦波相互疊加干涉的波形圖，可以觀察到其仍保持著原始的輸入信號的信息，其中外包絡信號頻率由移頻量和循環次數所確定。經解調后，可以恢復復制的射頻信號。因此，傳統方法會導致輸出信號在滿足相位條件一定下，出現信號減少的現象。然而本文提出的基于光學移頻的方法避免了上述問題，保證了輸出信號的高保真性。

圖4 傳統PRFM與所提出的PRFM傳輸信號仿真模擬對比

4 結束語

光纖儲頻作為一種模擬儲頻技術，運用光纖延遲線能夠將電光調制的射頻脈沖信號進行完整的延遲存儲，在對抗敵方雷達而實施的電子干擾中發揮著重要作用。在傳統PRFM基礎上，通過在光纖回路中引入光移頻器，有效避免了光纖回路中殘留信號的光頻率與入射光頻率相同而發生諧振，導致信號功率下降的問題，從而可以實現更多次的回路延遲循環，保證最大化的儲頻時間。光纖儲頻模塊所具有的瞬時帶寬大、動態范圍寬等技術優勢，適用于研發同時干擾不同型號不同頻段的多目標雷達。