調頻連續(xù)波引信高功率微波前門耦合效應研究

陳凱柏， 高敏， 周曉東， 惠江海

(1.陸軍工程大學石家莊校區(qū) 導彈工程系, 河北 石家莊 050003; 2.陸軍工程大學石家莊校區(qū) 彈藥工程系, 河北 石家莊 050003)

0 引言

彈藥是武器系統(tǒng)最重要最活躍的因素之一，引信作為彈藥毀傷效能的控制系統(tǒng)，在現代戰(zhàn)場中扮演著重要角色[1]。調頻連續(xù)波(FMCW)引信類似一臺小型雷達，容易受到電磁干擾，尤其是高功率微波(HPM)武器利用定向大功率電磁脈沖通過“前門”或“后門”耦合效應毀傷、干擾目標電子系統(tǒng)[2-3]，更易對引信正常工作造成影響。

出于保密原因，目前針對引信HPM耦合效應方面的公開文獻較少，主要涉及實驗方法[4-5]、效應機理[6-8]、防護設計[9]等方面，但是以上研究方向多偏于后門耦合研究，對引信前門耦合效應研究不夠充分。基于此，本文使用先輻照、后注入的實驗方法對引信HPM前門耦合效應規(guī)律進行探究，所得結論進一步完善了引信HPM效應機理，也可為引信射頻前端加固防護提供相關依據。

1 FMCW測距原理及前門耦合理論

1.1 FMCW引信測距原理

FMCW引信通過信號差拍頻率(簡稱差頻)獲取目標距離信息，當目標與引信間的距離滿足預設條件時，觸發(fā)彈藥戰(zhàn)斗部摧毀目標。考慮到多普勒效應，其差頻計算公式[10]為

(1)

式中：Δf為差頻頻率；B為調制帶寬；R為HPM源與引信間距離；c為光速；TM為調制周期；fc為載頻；v為引信徑向接近速度。

1.2 前門耦合理論分析

前門耦合是指HPM能量通過接收天線等途徑耦合進入引信射頻前端，當耦合能量過大時，前端電路會出現飽和、阻塞甚至燒毀的情況。該耦合過程可分為兩部分：一是求解HPM電磁脈沖的大氣傳輸衰減模型；二是對引信天線的耦合能量定量分析。由于近炸引信應用于自由電子數目極少的低空大氣環(huán)境，HPM在該環(huán)境下傳輸引起非線性衰減可忽略不計[11]，在不考慮非線性衰減情況下，可用(2)式對距目標R米處的場強E表征[12]：

(2)

式中：Pt為HPM發(fā)射源功率；Gt為HPM源發(fā)射天線增益。

當HPM武器發(fā)起攻擊時，其發(fā)射天線向引信輻射電磁脈沖，在空間形成一個底面為球面的錐體殺傷區(qū)域。假設引信入射傾角與HPM武器天線傾角相等，則HPM武器殺傷覆蓋范圍如圖1所示。圖1中O點是HPM武器天線位置，OB、DE為水平線，E點為引信位置，∠AOC為發(fā)射天線波束角。由圖1可知：HPM武器對引信的毀傷效果取決于引信前門耦合功率，分別定義EF和OF為干擾區(qū)和毀傷區(qū)：當引信處于EF段時，接收天線耦合能量功率較低，不會造成引信毀傷，但是其正常工作性能可能會受到擾亂；當引信處于OF段時，接收天線耦合能量功率很高，射頻前端敏感元件因為承受功率過大而被燒毀，直接破壞引信的正常工作狀態(tài)。

圖1 HPM武器殺傷范圍示意圖Fig.1 Killing range of HPMW

2 聯(lián)合仿真實驗

2.1 實驗方案設計

為了更好地模擬引信在HPM輻照下的場- 路耦合效應，實驗采用先輻照、后注入的方法[4]。利用電磁仿真軟件完成HPM脈沖信號、引信射頻天線模塊的模型搭建，采用正弦函數調制的平面波作為HPM脈沖信號；在微帶天線末端連接50 Ω負載的離散端口，端口另一端接地，由端口耦合電壓響應特性判斷引信耦合規(guī)律。

在電路設計軟件中搭建引信射頻前端模型進行注入實驗仿真。將輻照實驗耦合電壓數據按照TIM格式要求導入電磁仿真軟件VtDataset模塊，模塊末端依次連接PIN限幅器、濾波器、低噪聲放大器、混頻器和中頻電路，在電路中設置節(jié)點觀察電路輸出響應特性。總體實驗設計框圖如圖2所示。

圖2 聯(lián)合仿真示意圖Fig.2 Schematic diagram of joint simulation

仿真實驗中，假設HPM武器發(fā)射天線與引信接收天線帶寬一致，發(fā)射功率為10 GW，發(fā)射天線增益取20 dB，設置損耗因子為3 dB.

2.2 HPM信號模型

使用仿真軟件自帶VBA編輯器定義HPM輻照信號。正弦函數調制的HPM信號一般用(3)式表示：

(3)

式中：Em為脈沖信號峰值；f0為中心頻率；t為脈沖激勵時間；tr為上升時間；td為平頂寬度；T為底寬。由(3)式可知，HPM脈沖能量主要集中于中心頻率處。假設Em=150 kV/m，中心頻率為f0，tr=5 ns，td=10 ns，T=20 ns，可作脈沖時域和頻域圖如圖3所示。

圖3 HPM信號示意圖Fig.3 Schematic diagram of HPM signal

2.3 射頻前端模型

圖4為仿真軟件中建立的引信接收天線模型，模型參數如表1所示，其中：L為矩形貼片長度；W為矩形貼片寬度；g為開槽縫隙寬度；w為饋線寬度；l為饋線長度；d為開槽縫隙深度；Lg為介質基板長度；Wg為介質基板寬度；h為介質基板厚度。接收天線是HPM前門耦合效應的主要通道，考慮到該引信工作頻率較高且天線面積很小，在信號收發(fā)時對信號強度要求較高，所以在設計時優(yōu)先考慮天線增益。選用美國羅杰斯公司生產的RT4350B有損耗材料為介質基板，其底面為接地板，微帶貼片選用厚度為35 μm的純銅材料，使用時域求解器求解，所得天線最大增益為7.6 dB，-10 dB帶寬超過450 MHz，其輸入回波損耗如圖5所示。

圖4 引信接收天線仿真模型Fig.4 Simulation model of fuze receiving antenna

mm

圖5 引信接收天線輸入回波損耗Fig.5 Input echo loss of fuze receiving antenna

圖6為FMCW引信射頻前端仿真模型，該電路模型包括三角波發(fā)生器、收發(fā)天線、目標模型和接收機模型。假設引信調制帶寬為600 MHz，調制頻率為300 kHz，載頻為fc，目標雷達散射截面為1 m2，相對速度為300 m/s，設置目標距離分別為6 m和12 m時，得到的中頻輸出峰值分別為15 MHz和30 MHz，與(1)式中計算結果基本吻合，可用于進一步仿真實驗。

由圖6可以看出：當HPM脈沖耦合進入射頻電路時，首先會和PIN限幅器發(fā)生作用，PIN限幅器被廣泛應用于敏感電子系統(tǒng)前端，可以防止大功率微波脈沖造成的損壞；但是當輸入脈沖功率過大時，其限幅能力會達到飽和狀態(tài)，因此確定限幅器的限幅能力對HPM武器的毀傷范圍分析有重要意義。PIN限幅器與接收天線相連，是接收機的前端保護器件，但因為存在一定的響應時間，會出現尖峰泄漏的現象；模型中的PIN限幅器由兩只反向并聯(lián)PIN二極管構成，理論上這種結構可以簡化電路設計[13]。圖7為限幅器性能仿真結果，從中可以看出在連續(xù)波輸入下，PIN限幅器的起限閾值為7 dBm，穩(wěn)定輸出電平為10.277 dBm，當輸入功率達到36 dBm時，限幅器的輸出功率開始隨輸入功率增大而增大，其限幅能力達到飽和狀態(tài)。

圖7 PIN限幅器仿真Fig.7 Simulation of PIN limiter

限幅器后端依次連接濾波器和低噪聲放大器，低噪聲放大器屬于敏感元器件，在大功率信號輸入下會出現非線性效應，功率過大時甚至會出現負增益的情況。以VMMK-1225為放大晶體管，根據文獻[14]設計低噪聲放大器并進行性能仿真，結果如圖8所示。由圖8可以看出：在較低輸入功率下，放大器增益穩(wěn)定在14 dB左右；當輸入功率大于-10 dBm時，放大器增益開始呈下降趨勢；當輸入功率達到24.2 dBm時，放大器增益變?yōu)?10 dB，此時可認為放大器已被HPM脈沖毀傷。

圖8 低噪聲放大器增益仿真Fig.8 Gain simulation of LNA

3 仿真結果與分析

3.1 輻照仿真結果與分析

由(3)式可知影響信號脈沖波形的主要參數有脈沖信號峰值Em、上升時間tr、平頂寬度td和中心頻率f0，分別改變以上參數，對引信天線進行輻照實驗，圖9～圖12分別為不同參數條件下的天線末端耦合電壓波形。

圖9 不同峰值條件下耦合電壓Fig.9 Coupling voltages under different peak conditions

圖10 不同上升時間下耦合電壓Fig.10 Coupling voltages at different rising times

圖11 不同平頂寬度下耦合電壓Fig.11 Coupling voltages with different flat top widths

圖12 不同舊一化中心頻率下耦合電壓Fig.12 Coupling voltages under different normalized center frequencies

由于天線的作用類似帶通濾波器，所以仿真中各耦合信號到達峰值的時間均有所延后。圖9表示在其余參數條件相同情況下，輻照信號峰值分別為60 kV/m、40 kV/m和20 kV/m時的天線耦合電壓波形。由圖9可以看出：在不同峰值信號輻照下，天線末端產生的耦合電壓在數值上大致呈線性變化，其波形與原信號波形基本一致；當信號峰值為20 kV/m時，耦合電壓峰值達到59.8 V.

圖10和圖11表示在其余參數條件相同情況下，分別改變輻照信號上升時間和平頂寬度對耦合波形變化的影響。由圖10和圖11可知：信號上升時間和平頂寬度的改變并不能顯著影響耦合電壓波形以及峰值，該結論與圖9結論類似；繼續(xù)改變輻照信號中心頻率f0并進行輻照實驗，發(fā)現隨著中心頻率f0的改變耦合信號波形仍無明顯變化。但是從圖12可以看出，當f0偏離天線中心頻率時，耦合電壓峰值會顯著降低，這說明要想達到理想毀傷效果，HPM武器的中心頻率應盡量對準引信工作頻率。

綜上可知，改變輻照信號峰值、上升時間和平頂寬度對天線耦合波形均無明顯影響，且天線末端耦合電壓峰值只由脈沖信號峰值以及信號中心頻率決定。

3.2 注入仿真結果與分析

為了避免器件在非線性狀態(tài)下的收斂性問題，使用理想器件對引信射頻電路進行注入仿真實驗。仿真設定輻照信號中心頻率不變，分別改變信號上升時間和平頂寬度，觀察限幅器和濾波器的輸出波形變化。

圖13 不同峰值信號下PIN限幅器輸出Fig.13 PIN limiter outputs under different peak signals

圖13和圖14分別描述了在不同峰值信號注入下的PIN限幅器和第1級濾波器輸出電壓波形。從圖13可以看出，由于尖峰泄漏效應，HPM信號在通過限幅器時會產生一個較大的脈沖信號，在限幅器響應完全后，輸出波形逐漸趨于平穩(wěn)，高峰值信號會造成更高的平坦泄露。由圖14可以看出，泄漏脈沖在通過濾波器后幅值降低，說明濾波器對尖峰泄漏信號有一定抑制作用，由于耦合信號基本處于濾波器帶寬內，因此在通過濾波器時其幅值下降并不明顯。此外，脈沖信號在通過限幅器后產生了部分衰減震蕩波，并且該震蕩波在通過濾波器后并未有明顯衰減，也會對接收機電路產生一定威脅。

圖14 不同峰值信號下第1級濾波器輸出Fig.14 The first-stage filter outputs under different peak signals

圖15和圖16描述了注入不同上升時間信號對PIN限幅器和第1級濾波器輸出電壓波形的影響。從圖15不難看出，信號上升時間越短，限幅器尖峰泄漏電壓越高，限幅電路更快達到飽和狀態(tài)。由圖16可以看出，上升時間越長，通過濾波器后的延遲時間也相應增加。圖16對比圖14可以看出，在平頂寬度和信號幅值相同情況下，上升時間對輸出信號幅值和波形影響較為明顯，當上升時間為10 ns時，輸出波形基本保持不變，但輸出信號幅值下降了約2.5 V.

圖15 不同上升時間信號下PIN限幅器輸出Fig.15 PIN limiter outputs at different rising times

圖16 不同上升時間信號下第1級濾波器輸出Fig.16 The first-stage filter outputs at different rising times

圖17和圖18表示注入不同平頂寬度信號對PIN限幅器和第1級濾波器輸出電壓波形的影響。由圖17和圖18可以看出：平頂寬度的增加對輸出波形的尖峰泄漏效應和幅值無明顯影響；在通過濾波器后，不同平頂寬度對輸出信號幅值和延遲均無明顯影響。

圖17 不同平頂寬度信號下PIN限幅器輸出Fig.17 PIN limiter outputs under different flat top widths

圖18 不同平頂寬度信下第1級濾波器輸出Fig.18 The first-stage filter outputs under different flat top widths

4 HPM武器耦合效應分析

4.1 毀傷效應分析

結合2.4節(jié)中仿真分析，設定當低噪聲放大器增益為-10 dB，即第1級濾波器輸出峰值達到24.2 dBm時，判定引信已被HPM武器毀傷。不斷改變輻照場強進行仿真實驗，圖19和圖20分別為注入不同功率輸入信號時的PIN限幅器輸出響應峰值和濾波器輸出響應峰值。

圖19 PIN限幅器輸出峰值功率Fig.19 Peak output power of PIN limiter

圖20 濾波器輸出峰值功率Fig.20 Peak output power of filter

觀察圖19和圖20可知，濾波器在一定程度上對信號輸出功率起到了抑制作用，對短上升時間信號的抑制尤為明顯，但是在輸出幅值上，短上升時間信號仍然更具優(yōu)勢。這說明在相同峰值情況下，信號上升時間是影響HMP武器武器殺傷距離的主要因素。當低噪聲放大器達到毀傷閾值時，注入信號輸入功率依次為45 dBm、45 dBm和47 dBm，結合(2)式和2.1節(jié)中的初始條件，計算可得不同參數下的最大毀傷距離如表2所示。

表2 HPM武器毀傷范圍表

4.2 干擾效應分析

設定當低噪聲放大器增益為0 dB時，即第1級濾波器為12 dBm時，為HPM武器干擾閾值下限。結合圖18以及仿真實驗，同理計算可得HPM武器干擾范圍如表3所示。

表3 HPM武器干擾范圍表

由表3可知，在設定條件下HPM武器的干擾距離可以達到15 km，已經遠遠超過實際應用中的引信開機距離。

對圖6中的FMCW引信射頻前端模型進行干擾效應仿真。仿真實驗采用控制變量法，改變輸入功率、上升時間、平頂寬度和輸入信號頻率4個變量的參數值，觀察中頻濾波器輸出信號波形。圖21描述了在中心頻率為f0、上升時間為10 ns、平頂寬度為10 ns的條件下，中頻輸出信號在不同輸入功率Pi注入信號干擾下的變化規(guī)律。從圖21中可以看出：當輸入功率小于等于0 dBm時，中頻濾波器輸出信號峰值為15 MHz；當輸入功率繼續(xù)增大時，中頻輸出干擾峰能量逐漸升高，輸出峰值從15 MHz移至45 MHz，并且不再改變，說明此時射頻前端測距效能已被HMP武器影響。

圖21 輸入功率變化下中頻輸出Fig.21 IF outputs under variable input power

圖22描述了在中心頻率為f0、平頂寬度為10 ns、輸入功率為0 dBm條件下，中頻輸出信號在不同上升時間注入信號干擾下的變化規(guī)律。從圖22容易看出：當脈沖信號上升時間較小時，輸入信號尖峰泄漏效應明顯，能量峰值較高；當上升時間小于5 ns時，輸出信號峰值頻率發(fā)生偏離；而當脈沖信號上升時間大于10 ns時，干擾峰能量逐漸降低，小于正常輸出中頻峰值，說明注入信號上升時間對回波信號干擾效果較為明顯。

圖22 上升時間變化下中頻輸出Fig.22 IF outputs at variable rising time

圖23描述了在中心頻率為f0、上升時間為10 ns、輸入功率為-4 dBm條件下，中頻輸出信號在不同平頂寬度注入信號干擾下的變化規(guī)律。從圖23各曲線間的接近程度可以看出：不同平頂寬度信號的注入對輸出信號峰值影響較弱，對信號的干擾效應也相對較低；當平頂寬度達到40 ns時，輸出信號峰值頻率才由15 MHz變?yōu)?5 MHz，繼續(xù)增加平頂寬度為50 ns進行仿真，發(fā)現輸出峰值頻率變回15 MHz，這說明平頂寬度的變化對回波信號可能會有干擾，但是干擾效果并不穩(wěn)定。結合其他仿真實驗結果進行對比，可知當其余參數都處在臨界干擾水平時，延長或者縮短平頂寬度并不能顯著加強干擾效果。

圖23 平頂寬度變化下中頻輸出Fig.23 IF outputs under variable flat top widths

圖24描述了在上升時間為10 ns、平頂寬度為10 ns、輸入功率為0 dBm條件下，中頻輸出信號在不同頻率注入信號干擾下的變化規(guī)律。由圖24不難看出：只有當注入信號頻率在系統(tǒng)通頻帶內時，目標回波信號才會出現干擾峰；當注入信號頻率逐漸移至通頻帶外，輸出信號峰值將不再受到影響。

圖24 頻率變化下中頻輸出Fig.24 IF outputs at variable frequencies

5 結論

本文使用場路結合的聯(lián)合仿真方法對FMCW引信HPM前門耦合效應進行研究。通過以上仿真實驗，可得到如下結論：

1) HPM可通過前門耦合對FMCW引信射頻前端造成毀傷。不同參數的HPM在天線末端產生的耦合電壓波形也不同；由于PIN限幅器的尖峰泄漏效應，短上升時間注入信號能夠更快進入限幅器并使其達到飽和狀態(tài)；高幅值注入信號可導致更高的平坦泄漏輸出；注入信號的平頂寬度對PIN限幅器輸出峰值沒有明顯影響。在通過濾波器后，耦合信號會有一定程度的延遲和衰減，尖峰泄漏效應也會被抑制，但是輸出信號峰值仍然很高，足以損傷后級電路，當上升時間為1 ns時，HPM武器的毀傷距離可達413.7 m.

2) 當目標距離較遠時，HPM對FMCW雷達射頻前端有干擾作用。仿真實驗表明，注入信號的功率、上升時間和中心頻率對FMCW引信的探測能力均有一定影響，改變注入信號平頂寬度造成的干擾效果并不明顯。