一種高效率線性壓電陶瓷驅動電源設計

王樂蓉，韓 森

上海理工大學 光電信息與計算機工程學院，上海 200093)

0 引言

壓電陶瓷具有體積小、位移分辨率高、頻響高、無噪聲等特點，是理想的納米級微位移執行器件。隨著壓電陶瓷的廣泛應用及高精度定位需求的增加，對壓電陶瓷驅動電源也提出了較高要求[1]。壓電陶瓷自身具有磁滯和蠕變特性，使其難以開環形式應用于精密位移控制領域，如高精度移相器等[2]。為了提高控制精度，普遍使用位移反饋構建閉環控制與前饋補償控制相結合的方式，達到高精度驅動的目的[3]。采用高壓運放的驅動器輸出精度高，但輸出功率有限，且最高工作電壓由高壓運放本身決定，無法靈活調整[5-6]。恒流源高壓放大器存在靜態功耗與動態響應之間的矛盾，文獻[7]的動態恒流源放大器電流動態調整范圍仍不夠大。文獻[8]的多單元浮地級聯式壓電陶瓷驅動電源基本單元由甲、乙類功放構成，也存在功耗和動態響應平衡問題。放大器在良好的動態性能時盡可能地提升工作效率，這不僅可以降低電源自身的發熱，減輕功率器件的負荷，同時也符合現代節能環保的要求。

1 壓電陶瓷驅動系統

壓電陶瓷因自身具有的遲滯性、非線性、蠕變性而無法直接精確控制壓電陶瓷的位移，因而產生了一系列矯正措施來修正壓電陶瓷的驅動誤差[9]。典型的修正系統如圖1所示。控制系統給驅動電源提供信號電壓，使壓電陶瓷動作。同時，根據位移檢測裝置的反饋信號，通過一定的修正算法求出能使壓電陶瓷的實際位移和目標位移一致的修正波形，將修正后的驅動波形注入驅動電源，達到高精度驅動的目的。壓電陶瓷驅動電源承載著將控制器給出的信號電壓轉換成等比例的高壓，驅動壓電陶瓷執行機械位移的功能，在整個環節中起著關鍵作用。

圖1 壓電陶瓷驅動控制系統

1.1 放大器的結構

驅動電源的基本拓撲結構是一個恒流源結構的放大器，如圖2所示。放大器工作在甲類狀態，在整個信號周期內功率器件不會出現截止電流，不存在交越失真，輸出精度高。這類放大器能向負載提供的最大電流為恒流源電流I，當接入阻抗為RL的負載時，電路中消耗的功率P為

(1)

式中：Vcc為電源電壓；Vout為輸出電壓。當I較大時，電路中消耗的功率將增加；I較小時易出現截止失真。

圖2 驅動電源基本結構

1.2 驅動電源的動態穩定性及其補償

圖3是一個典型的同相放大器的傳輸模型。其中A為放大器開環增益，β為反饋系數，放大器的閉環傳遞函數為

(2)

圖3 放大器傳輸模型

接入容性負載后，放大器輸出帶寬和壓擺率會降低，同時反饋環路有額外的相位滯后，降低了放大器的相位余量。放大器的輸出阻抗是影響容性負載能力的重要因素之一，減小輸出阻抗可以降低容性負載對相位延遲的影響。另外，增加補償回路也是一種常用辦法，其中環內補償應用最廣。其等效模型如圖4所示，其中Rf、R1是反饋回路，CL是負載電容，Rx和Cx是補償回路。當滿足Rf?Ro、R1?Ro、RL?Ro時，Rx、Cx分別為

(3)

(4)

式中Ro為放大器輸出阻抗。使用器件官方的SPICE模型對電路進行模擬，得到Ro的大概值。通過實際電路調試得到具體的Cx、Rx值。CL可通過壓電陶瓷的數據手冊獲取，也可通過萬用表測試得到。

圖4 放大器補償回路

2 分段供電式動態電流源驅動器

2.1 動態電流源放大器

若圖2中I值動態可調，可使放大器在靜態時工作在較小電流，動態時工作在較大電流下。圖5為動態電流源放大電路。由圖5可見，輸入信號分為兩路：一路進入放大器放大輸出，一路經過比例微分電路檢出輸入信號的變化率，以此調整放大器工作電流。容性負載只在充放電時有電流流過，電壓保持不變時幾乎沒有電流消耗，因此，使用輸入信號的一階導數控制放大器的工作電流可以達到較好的效果。運放U12A和U13A組成微分電路，微分電路輸出信號Uo和輸入信號Ui的關系為

(5)

圖5 動態電流源放大電路

由式(5)可知，U0是一個正比于輸入信號變化率的電壓。電路中R7、R8、R9、Q8、U2構成恒流源電路，電流值為

(6)

式中：UQ9be為Q9的基極和發射極電壓差，取硅管的Ube=0.7 V；UR8為電阻R8上的電壓，有

(7)

式中：RU2為線性光電耦合器的輸出端的等效電阻；Vs+、Vs-為恒流源基準源的隔離電源正、負極。電路中R7、R8用于限制恒流源的電流調節范圍，防止電流過大而燒壞器件。

光電耦合器的輸出端電流受輸入端流過的電流控制，其電流傳輸比(CTR)是輸出電流與輸入電流的比值。CTR描述了光耦的傳輸特性，線性光耦的CTR-IF特性曲線具有良好的線性度，特別是傳輸交流小信號時有接近于直流電流的傳輸比。運放U13A的輸出端電壓控制著光電耦合器的輸入電流，通過CTR影響光耦的等效輸出電阻。由式(6)、(7)可知，恒流源的電流值正比于運放電壓。

2.2 多路抽頭電源

動態恒流源電流很大程度上可降低電路的靜態功耗，但對動態功耗沒有太大改善。多路抽頭電源給放大器提供了一個可根據放大器輸出電壓的大小進行切換的供電電壓。由式(1)可知，供電電壓降低后可減小電路中消耗的功率，進一步提升系統效能。電源調整電路的邏輯判斷部分如圖6所示。電路中R1、R2組成分壓電路，對放大器輸出電壓采樣，采樣端輸出電壓為

(9)

圖6 電源邏輯電路

通過電阻R3、R4、R5、R6、R7將基準電壓Vref分割為4個等電壓梯度的基準電壓，輸入給電壓比較器的參考端?；鶞孰妷焊哂诓蓸佣穗妷篣in+的運放輸出高電平，反之輸出低電平，經過異或門后，只有一路輸出高電平來打開電源開關。本次設計中抽頭電壓分別為50 V、100 V、150 V、210 V，為了降低輸出電壓，接近切換電壓時的不穩定狀態，設置切換電壓比抽頭電壓低10 V。

3 實驗與結果

本次設計的分段供電式動態電流源放大器輸入電壓為24 V，自行設計升壓逆變器，產生50 V、100 V、150 V、210 V的四級抽頭高壓電源。實驗波形由控制板上的單片機產生，實驗數據由單片機采樣或者示波器測試得到。實驗裝置如圖7所示，實驗儀器有信號源、示波器、臺式萬用表，實驗對象為自制壓電陶瓷驅動器。實驗負載為0.1F電容或者壓電陶瓷堆疊器件。

圖7 實驗裝置

3.1 階躍響應特性測試

圖8為階躍響應測試曲線，測試負載為0.1 μF電容。輸出電壓從0上升到50 V，需要150 μs；從50 V下降到0，需要100 μs。由圖可見，信號無過沖和振鈴。

圖8 階躍響應測試

3.2 電流調整測試

圖9為在三角波激勵下，輸出信號和電流源調整電路輸出波形之間的關系。由圖可見，電流調整電路能有效地根據輸入波形變化率來調整放大器的工作電流，在調整范圍內輸出波形不失真。測試負載為壓電陶瓷器件。

圖9 放大器恒流源電流和輸出波形

3.3 分段電壓測試

圖10為在幅度為120 V的三角波輸出下，放大器電源電壓的周期性調整波形，放大器電源電壓在50 V，100 V，150 V之間自動切換。測試負載為壓電陶瓷器件。

圖10 分段電源電壓波形

4 結束語

在保證壓電陶瓷驅動器輸出動態特性的前提下，盡可能地提升電源利用率，這不僅可以降低電源自身的發熱，減輕功率器件的負荷，同時也符合現代節能環保的要求。本文設計的高壓放大器工作在低失真的甲類狀態，當輸入信號無變化時，放大器工作在10 mA靜態電流的低功率狀態；當輸入信號變化時，微分電路根據輸入信號的變化率動態增加放大器工作電流，加速容性負載的充放電速率。放大器最大輸出電流可達400 mA。同時使用50 V、100 V、150 V、210 V電源對放大器分段供電，電源在輸出電壓較低時自動降低供電電壓，在輸出高電壓時自動切換至高壓檔，提升放大器的動態效能。最終驅動電源最小靜態功耗為3 W，最大動態輸出功率為80 W。電源在效能、響應時間、帶載能力等方面均表現良好。