基于滑模變結(jié)構(gòu)的三相LCL型并網(wǎng)變換器控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

孫澤廷

基于滑模變結(jié)構(gòu)的三相LCL型并網(wǎng)變換器控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

孫澤廷

（天津港保稅區(qū)益誠(chéng)電力設(shè)備有限公司，天津 300450）

針對(duì)LCL型并網(wǎng)變換器構(gòu)成的三階系統(tǒng)導(dǎo)致的諧振效應(yīng)，提出一種新型的電流滑模變電流內(nèi)環(huán)控制策略，采用改進(jìn)型指數(shù)趨近律改善滑模面的抖振現(xiàn)象，無需增加額外的傳感器，可有效抑制并網(wǎng)電流諧波，同時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快速?；谕暾膶?shí)驗(yàn)結(jié)果說明了控制策略的有效性。

滑模變結(jié)構(gòu)；LCL濾波器；三相逆變器；滑?？刂?/p>

1 引言

LCL型并網(wǎng)變換器由于具有優(yōu)良的高頻衰減特性和高功率密度等優(yōu)勢(shì)，在三相并網(wǎng)變換器中獲得普遍推廣[1]。然而，LCL型濾波網(wǎng)絡(luò)作為三階系統(tǒng)，良好的高頻衰減特性在有效降低諧波失真的同時(shí)有可能造成并網(wǎng)電流畸變嚴(yán)重，導(dǎo)致發(fā)生不穩(wěn)定現(xiàn)象，因此對(duì)LCL型并網(wǎng)變換器控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)提出了更高要求。

為有效解決上述缺陷，相關(guān)研究人員相繼提出多種控制策略，主要可以分為無源阻尼與有源阻尼兩類。文獻(xiàn)[2-3]提出采用電容支路串接電阻抑制高頻諧振，但增加了額外的功率損耗，降低了整機(jī)效率，同時(shí)增大了設(shè)計(jì)成本，不利于工程應(yīng)用。與無源阻尼相比，有源阻尼由于不會(huì)引入額外的功率損耗，因此被廣泛推廣，文獻(xiàn)[4-5]提出通過引入LCL網(wǎng)絡(luò)中電容支路電流反饋來維持整機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行，增加額外的電流傳感器，工程設(shè)計(jì)成本加大。

滑模控制可有效抑制周期性干擾的同時(shí)能夠保證較高的并網(wǎng)功率因數(shù)和正弦度?；诖?，本文提出一種適用于三相LCL型并網(wǎng)逆變器的電流滑?？刂撇呗?，為消除滑模控制自身存在的抖振現(xiàn)象，采用了一種改進(jìn)型的指數(shù)趨近律有效減小抖振影響，抑制LCL型逆變器高頻諧振尖峰。最后，運(yùn)用完整的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行了必要的驗(yàn)證分析。

2 三相LCL型并網(wǎng)變換器拓?fù)浼皵?shù)學(xué)模型

三相LCL型并網(wǎng)變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[4]如圖1所示。

圖1 三相LCL型并網(wǎng)變換器電路拓?fù)?/p>

dc為理想直流源；1～6為開關(guān)管；sx（=，，）為并網(wǎng)電壓；Lx為逆變器側(cè)電流gx為并網(wǎng)電流；dc為直流側(cè)電流；濾波電感f、濾波電容f、濾波電感g(shù)構(gòu)成LCL濾波器網(wǎng)絡(luò)。

選取變換器側(cè)電流Lx，并網(wǎng)電流gx與電壓cx為狀態(tài)變量，根據(jù)圖1可得狀態(tài)空間方程為：

式（1）中：L、g、C為濾波電感f、濾波電感g(shù)、濾波電容f的寄生電阻；k為占空比信號(hào)。

根據(jù)式（1）可得LCL并網(wǎng)變換器系統(tǒng)模型框圖，如圖2所示。

圖2 LCL并網(wǎng)變換器系統(tǒng)模型框圖

根據(jù)圖2列寫LCL型并網(wǎng)變換器開環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)方程為：

式（2）中：為滑模函數(shù)。

3 電流內(nèi)環(huán)滑模變結(jié)構(gòu)系統(tǒng)設(shè)計(jì)

為抑制諧振峰值的影響，有學(xué)者提出多樣化的控制方案，如電容支路串接電阻[3]、電容電流預(yù)估[4]、單電流反饋控制[5]等，增大系統(tǒng)額外損耗的同時(shí)難以保障單位功率因數(shù)。

文中采用基于滑模變結(jié)構(gòu)的電流環(huán)路設(shè)計(jì)，選取狀態(tài)誤差偏差為滑模面函數(shù)（）中的變量，則滑模面結(jié)構(gòu)為：

（）=11+2（3）

常用的趨近律主要包含等速趨近律、指數(shù)趨近律、冪次趨近律與一般趨近律，為消除抖振文中采用了一種新型的趨近律，其表達(dá)式為：

式（4）中：2為趨近律參數(shù)。

綜合式（1）可得滑模變控制離散輸出信號(hào)為：

則三相LCL型并網(wǎng)變換器控制結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

以a相為例，根據(jù)圖1可列寫各變量關(guān)系為：

假設(shè)網(wǎng)側(cè)電流實(shí)時(shí)跟蹤給定值為2，可得期望值為：

并網(wǎng)整流器側(cè)電流期望值1需要用到網(wǎng)側(cè)電流期望值2，2與電網(wǎng)電壓保持同相同頻，2和g呈比例關(guān)系，因此系統(tǒng)只需采樣1與g。

當(dāng)系統(tǒng)工作于滑模面時(shí)=0，可得：

滑模控制率=eq+n，其中eq為等效控制律，n為切換控制律，則可得：

根據(jù)式（8）與式（4）可得滑?？刂戚敵鲂盘?hào)為：

進(jìn)一步可得廣義滑模觀測(cè)器可達(dá)性判據(jù)為：

根據(jù)式（10）可知文中設(shè)計(jì)采用的電流滑模觀測(cè)器滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性條件。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證分析

以DSP28335為控制芯片，搭建了額定功率為5 kW的三相LCL型并網(wǎng)變換器平臺(tái)，并進(jìn)行了必要的驗(yàn)證分析，其中濾波電感f=650 μH，濾波電容f=50 μF，開關(guān)頻率為10 kHz，直流電壓為720 V，網(wǎng)側(cè)電壓為380 V/50 Hz。

不同工況下實(shí)驗(yàn)輸出波形如圖4所示。

圖4 不同工況下實(shí)驗(yàn)輸出波形

圖4（a）與圖4（b）為給定系統(tǒng)功率為5 kW與2.5 kW時(shí)并網(wǎng)電壓與電流波形，電壓電流始終保持同相位，輸出性能良好，完全滿足國(guó)標(biāo)標(biāo)準(zhǔn)。

滿載切換為半載時(shí)實(shí)驗(yàn)輸出波形如圖5所示。

圖5 滿載切換為半載時(shí)實(shí)驗(yàn)輸出波形

系統(tǒng)由半載切換至滿載時(shí)，系統(tǒng)響應(yīng)快速，魯棒性優(yōu)良。

5 結(jié)論

針對(duì)LCL型并網(wǎng)變換器電流跟蹤效果差、難以抑制外部擾動(dòng)造成系統(tǒng)振蕩等問題，采用基于滑?？刂频碾娏鲀?nèi)環(huán)控制策略，針對(duì)滑模變結(jié)構(gòu)的振蕩現(xiàn)象，提出改進(jìn)型滑模器結(jié)構(gòu)。給出了詳細(xì)的理論分析設(shè)計(jì)方案，并結(jié)合實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論設(shè)計(jì)的可靠性。

［1］揭飛，陳國(guó)定，鐘引帆，等.帶LCL濾波的單相逆變器滑模控制［J］.太陽(yáng)能學(xué)報(bào)，2017，38（4）：1032-1038.

［2］莊超，葉永強(qiáng)，趙強(qiáng)松，等.基于分裂電容法的LCL并網(wǎng)逆變器控制策略分析與改進(jìn)［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2015，30（16）：85-93．

［3］王海松，王晗，張建文，等.LCL型并網(wǎng)逆變器的分裂電容無源阻尼控制［J］.電網(wǎng)技術(shù)，2014，38（4）：895-902．

［4］陳東，張軍明，錢照明.帶LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器單電流反饋控制策略［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33（9）：10-16.

［5］姚志壘，肖嵐，張方華.無阻尼LCL濾波并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)［J］.高電壓技術(shù)，2013，39（5）：1232-1237.

TM46

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10.15913/j.cnki.kjycx.2020.13.001

2095－6835（2020）13－0001－02

〔編輯：嚴(yán)麗琴〕