基于不對稱結構的級聯五開關多電平逆變器

胡文華， 章超凡

（華東交通大學電氣與自動化工程學院，南昌330013）

0 引 言

在中壓大功率傳動領域，級聯多電平逆變器由于其功率等級高、輸出波形質量好、電壓變化率du／dt小、易于實現模塊化設計制造等優點而廣泛應用［1-6］。目前傳統的級聯多電平逆變器中級聯H橋逆變器應用較多［7-9］。但在輸出電平數增多時，級聯單元數量也在相應增加，導致產生開關管數量急劇增加的問題。文獻［10-13］中提出一種在H橋的基礎上只增加一個輔助開關管卻能夠輸出5電平的拓撲結構，與傳統H橋逆變器相比減少了2個高頻開關器件，簡化了電路結構，減小了開關損耗。文獻［14-16］中提出了在單相H橋的基礎上增加一個直流源得以輸出不對稱的4電平，兩單元級聯后可對稱輸出9電平的逆變器拓撲，減少了開關管的數量，降低了成本。但這兩種拓撲結構在為獲得更高電平數時只能提高級聯單元數量，從而產生開關器件增多、可靠性降低以及系統控制復雜等問題。

本文綜合了以上兩種拓撲的優缺點，提出了一種基于不對稱結構的級聯五開關多電平逆變器（ACFSMC），該逆變器由2個不對稱6電平逆變器反向級聯而成，可以輸出15電平，并給出了相應的調制方法。該方法以期望輸出波形為目標，對載波層疊后的PWM脈沖信號按照一定的規律進行與或非等處理得到各開關管的驅動信號，從而實現對逆變器的控制。最后通過MATLAB2016／Simulink進行仿真實驗來驗證理論分析的正確性。

1 拓撲結構

本文所提出的ACFSMC拓撲結構如圖1所示，其由2個非對稱6電平逆變器反向級聯而成，圖2是其級聯單元模塊。它在傳統的五開關H橋電路基礎上增加了一個直流電源，使得每個半橋橋臂的直流母線電壓不同，分別為3E和4E。其中右邊半橋開關管S1、S2開關狀態互補，工作在基頻狀態，左邊半橋S3、S4、S5工作在高頻狀態。以直流電壓源負端為參考點，輸出電壓uo有4E、3E、E、0、－E、－3E 6種電平。對應的開關狀態如表1所示。

圖1 不對稱級聯五開關多電平逆變器拓撲結構

表1 不對稱五開關六電平逆變器輸出電壓與開關狀態之間的關系

可以看出，單元模塊的輸出電壓電平不對稱，為了使級聯后輸出電壓電平對稱，故采用兩單元反向級聯的連接方式。由表1可知，uao可以輸出4E、3E、E、0、－E 和－3E 6種電平；同樣uob可以輸出3E、E、0、－E、－3E和－4E 6種電平。由uab＝uao＋uob可知，uab可輸出±7E、±6E、±5E、±4E、±3E、±2E、±E、0共15個電平。

通過以上分析，當同樣輸出15電平時，ACFSMC只需要10個開關器件和6個直流電源。而傳統的級聯H橋多電平逆變器則需要28個開關器件和7個直流電源。所以該拓撲具有所需元器件少和系統控制相對簡單的特點，若將其應用在三相系統時，這種優點會更加突出。

2 調制策略

圖2 級聯單元拓撲結構

2.1 工作原理

圖3 為ACFSMC的調制方法，將14層載波按圖3所示依次排列在X軸的上下半區，然后將uref與其進行比較，得到14個PWM脈沖信號。然后對這14個PWM脈沖信號按照一定的規律進行邏輯組合以得到期望的輸出波形。正半周狀態下，當uref＞c7時，使輸出電平為7E；當c6＜uref＜c7時，使輸出電平為6E；當c5＜uref＜c6時，使輸出電平為5E；當c4＜uref＜c5時，使輸出電平為4E；當c3＜uref＜c4時，使輸出電平為3E；當c2＜uref＜c3時，使輸出電平為2E；當c1＜uref＜c2時，使輸出電平為E；當0＜uref＜c1時，使輸出電平為0。負半周狀態依此類推。輸出15電平的調制過程見表2。

2.2 開關狀態組合的確定

表2給出了輸出電壓的合成方法，但其對應的具體開關狀態不是唯一的。每個子模塊中只有右半橋臂的兩個開關管狀態是互補的，左半橋臂和輔助管的開關狀態組合有6種，所以單個模塊的開關狀態有12種，兩單元反向級聯共有144種開關狀態，對應輸出的15種電平。

圖3 級聯逆變器的調制原理

表3給出了每種輸出電平對應的開關狀態種類。當輸出電壓為±4E和±3E時，開關狀態均有3×3種。當輸出電壓為±2E時，開關狀態有2×2種。所以輸出15種不同電平所有可能的開關狀態有2 916種，所以有必要對開關狀態進行合理的組合以達到最理想的效果。

這里約定以下組合原則：①當輸出電平跳變到相鄰電平時，應盡量保持開關管的開關狀態不變，旨在減少開關損耗。②避免出現單元1和單元2的輸出電壓出現極性相反的情況，這樣可以有效地避免出現電流倒灌問題。

2.3 驅動信號的實現

由圖3所示。將正弦調制信號uref分別與14個正負反向層疊的三角載波相比較，得到14個邏輯脈沖信號A～G、A′～G′。將這14個邏輯信號按照2.2節提出的減少開關損耗和電流倒灌的原則進行邏輯組合可以得到開關管的驅動信號，其數學邏輯表達式為：

表2 多層載波調制15電平組合輸出電壓

表3 輸出電平和相應的開關狀態種類

3 仿真分析

為驗證本文所提的基于不對稱結構的級聯五開關多電平逆變器拓撲及調制策略的正確性，在MATLAB2016／Simulink上進行了仿真驗證。設置仿真參數如下：直流電壓源E＝50 V，調制比ma＝0.97，載波頻率fc＝10 kHz，基波頻率f0＝50 Hz，則頻率調制因數為mf＝fc／f0＝200。

圖4給出了ACFSMC型逆變器的仿真結果。圖4（a）和圖4（b）分別為兩個級聯單元的輸出電壓波形，圖4（c）為ACFSMC逆變器的輸出電壓波形。可以看出單元一和單元二的輸出電壓疊加后可以得到逆變器的輸出電壓，輸出電壓為15電平，與前面的理論分析一致。圖4（d）為逆變器輸出電壓的頻譜分析。

圖4 15電平逆變器仿真結果

可以看出，逆變器輸出電壓基本不含低次諧波，所含高次諧波主要集中在以載波比mf為中心的邊帶附近處，其次數為mf±k（k為奇數）。當調制比ma＝0.97時，濾波前的輸出電壓THD值為8.37%。可見，逆變器的輸出電壓為質量較好的正弦波。

圖5給出了在載波比mf＝200，調制比ma不同的情況下，輸出電壓的總諧波失真度（THD）的變化趨勢。由圖可見，當ma＝0.1時，THD 為90.82%；當ma＝1時，THD為7.71%。隨著調制比ma的增加，逆變器輸出電壓的THD逐漸減小。

圖5 不同調制比下的輸出電壓THD值

4 結 語

本文提出了一種基于不對稱結構的級聯五開關多電平逆變器。該逆變器由兩個不對稱的五開關6電平逆變器反向級聯而成，輸出電壓波形可以達到15電平。在得到相同輸出電平的情況下，比傳統級聯H橋多電平逆變器減少了1個直流電源，18個開關器件。簡化了電路結構，降低了系統控制的復雜性。基于載波層疊調制方法，對PWM脈沖信號進行邏輯組合實現了對逆變器無電流倒灌控制。最后在MATLAB／Simulink仿真平臺上驗證了該拓撲及其控制方法的正確性及有效性。