四相交錯并聯(lián)工作的高增益DC-DC 變換器

馬宇輝，禹 健，劉 鑫，宋曉凡

（山西大學 自動化系，太原，030013）

為提高電壓增益，現(xiàn)有文獻中提出了很多高增益拓撲。 文獻[7]提出采用級聯(lián)Boost 變換器實現(xiàn)高電壓增益，升壓效率較高，但主電路結構和控制策略復雜，確保變換器穩(wěn)定工作也相對困難。 采用耦合電感可提高電壓增益[8-9]，但增加了耦合電感和開關電壓應力，電磁干擾問題也更加突出。 開關電容型高增益DC/DC 變換器，利用儲能電容來實現(xiàn)變換器的高增益目的，然而隨著功率等級的提高，電路會產生較大的開關損耗和嚴重的電磁干擾EMI（ElectroMagnetic Interference）問題[10-12]。

為了實現(xiàn)高升壓比，改進傳統(tǒng)的高增益升壓變換器出存在的諸多問題，在此提出一種四相交錯并聯(lián)工作的高升壓比變換器，不僅開關管和二極管的開關應力小，控制簡單，電流紋波小，且具有2N（N為整數(shù)）多項擴展能力，可以任意增加或減小變換器的相數(shù)來調節(jié)升壓范圍。

1 四相交錯并聯(lián)DC-DC 變換器結構及工作原理

1.1 變換器拓撲結構

四相交錯并聯(lián)工作的高增益升壓變換器拓撲結構，如圖1 所示，其中包括：4 個電感（L1，L2，L3，L4）；4 個二極管（D1，D2，D3，D4）；4 個開關管（S1，S2，S3，S4）；3 個電容 （C1，C2，C3，C4）；uin為輸入電壓；uout為輸出電壓。

圖1 四相交錯并聯(lián)高增益變換器Fig.1 Four-phase staggered parallel high gain converter

1.2 變換器工作原理

四級升壓變換器的關鍵工作波形如圖2 所示。假 設：①電感電流iL1，iL2，iL3，iL4連續(xù)；②C1，C2，C3電容值足夠大，其兩端電壓保持不變；③所有器件都是理想器件，不考慮寄生參數(shù)等影響。 采用有源開關管S1和S3與S2和S4交錯控制的策略，由于開關管占空比D＞0.5 與D＜0.5 時變換器的工作原理類似，故在此以D＞0.5 為例進行討論。

D＞0.5 時， 在1 個開關周期Ts內變換器有4 個開關狀態(tài)， 其穩(wěn)態(tài)工作的主要波形如圖2 所示，圖中D=0.6。 變換器在不同開關狀態(tài)下的等效電路如圖3 所示。 udSj（其中j=1，2，3，4）為開關管Sj的漏源兩端電壓；電感Lj兩端的電壓為uLj；流過電感Lj的電流為iLj；流過開關管Sj的電流為iSj；二極管Dj承受的電壓為uDj；流過二極管Dj的電流為iDj。電容Ck（其中k=1，2，3） 的兩端電壓為uCk； 流經的電流為iCk。 其工作狀態(tài)具體如下：

圖2 電路主要波形示意圖Fig.2 Diagrammatic sketch of main waveform of circuit

工作狀態(tài)1如圖3a 所示，開關管Sj都處于導通狀態(tài)，uLj均為輸入電壓uin，iLj線性上升；電容電流iCk為0，電容電壓uCk保持不變。

工作狀態(tài)2如圖3b 所示， 開關管S1和S3關斷，輸入電壓uin和儲能電感L1通過二極管D1向C1充電；輸入電壓uin，儲能電感L3及儲能電容C2通過二極管D3向C3充電；L2通過由輸入電源uin，S2構成的回路存儲電荷；L4通過由輸入電源uin，S4構成的回路存儲電荷。

工作狀態(tài)3如圖3c 所示，開關管Sj均處于導通狀態(tài)，與工作狀態(tài)1 相同。

工作狀態(tài)4如圖3d 所示， 開關管S2和S4關斷，輸入電壓uin，儲能電感L2及儲能電容C1通過二極管D2向C2充電；輸入電壓uin，儲能電感L4以及儲能電容C3通過二極管D4向輸出端供電；L1通過由輸入電源uin，S1構成的回路存儲電荷；L3通過由輸入電源uin，S3構成的回路存儲電荷。

圖3 變換器工作過程Fig.3 Converter working process

2 新型逆變器的性能分析

四相交錯并聯(lián)工作的高增益升壓變換器的多項性能，包括電壓增益M，開關管及二極管電壓應力，電壓損耗及電容電感值設計。 在此選取文獻[7-9]中2 種典型的高增益變換器（級聯(lián)型和耦合電感型）進行性能對比。

2.1 電壓增益M

如圖3 所示，電感Lj的一個充放電周期為T，D為占空比，根據(jù)電感L1，L2，L3，L4的伏秒平衡，可得

化簡式（1）～（4），得到

合并式（5）～（8），可得電壓增益M 為

此外，有

2.2 開關管以及二極管電壓應力

有源開關管S1及二極管D1所承受的電壓應力分別為

有源開關管S2及二極管D2所承受的電壓應力分別為

有源開關管S3及二極管D3所承受的電壓應力分別為

有源開關管S4及二極管D4所承受的電壓應力分別為

由式（11）～（14）可知，開 關管S1，S2，S3，S4所承受的電壓應力均為輸出電壓uout的1/4， 二極管D1和D4所承受的電壓應力均為輸出電壓uout的1/4，二極管D2和D3所承受的電壓應力均為輸出電壓uout的1/2。

2.3 電壓損耗

在此所提出的四相交錯并聯(lián)高升壓變換器在實際工作時，因為各元器件均存在寄生參數(shù)，所以變換器實際輸出電壓將低于理論分析值。 其中，電感的等效串聯(lián)電阻、電容的等效串聯(lián)電阻、開關管導通電阻和二極管正向導通壓降等都會對輸出電壓產生影響，其中以二極管正向導通壓降對輸出電壓的影響最大。 為簡化分析，在此僅考慮二極管正向導通壓降VF對輸出的影響，可以得到實際輸出電壓與VF的關系為

2.4 電感設計

假設變換器工作在臨界連續(xù)狀態(tài)，其發(fā)生條件為

其中

式中：R 為輸出負載。 電感Lj兩端的時域表達式為

式中：ΔiLj為電感電流紋波。 當電感值為Ljcr時，電路工作在臨界狀態(tài)，由式（9）（16）（17），可得

當滿足條件iout＞ΔiLj/2 時， 電路即可工作在連續(xù)狀態(tài)。 因此，為保證電路工作在連續(xù)狀態(tài)，選取電感時其最小值應滿足Lmin＞Lcr。

2.5 電容設計

假設電容最大電壓紋波不超過電容電壓的

xcr%，由圖3b 和圖3d 所示的2 個模態(tài)，可得

其中

式中：iCk為流過電容Ck的電流；ΔVCk為電容Ck的電壓紋波。

2.6 性能比較

所提四相交錯并聯(lián)工作的高升壓DC-DC 變換器，與文獻[7-8]所述變換器在數(shù)量、電壓應力和升壓比等方面的比較見表1。

表1 幾種變換器的性能比較Tab.1 Performance comparison of several converters

由表可知，四相交錯并聯(lián)高增益升壓變換器與文獻[7]的級聯(lián)型變換器相比，在同樣級數(shù)的前提下，開關管器件的電壓應力相同，也具有較高的效率和較強的拓展性， 而本文變換器的控制簡單，工作穩(wěn)定；文獻[8]所提耦合電感型變換器，與本文變換器相比，雖然開關器件數(shù)較少，所用成本低，但由于耦合電感存在漏感，開關管的電壓應力會增加，效率會降低，而且拓展性較差。

3 試驗分析

為了驗證所述變換器的可行性和理論分析的正確性，在此搭建了試驗平臺。變換器的升壓比為4倍，開關頻率為50 kHz，經過綜合分析，得到試驗具體參數(shù)見表2，關鍵參數(shù)的試驗波形如圖4 所示。

開關管電壓應力波形如圖4a 所示。 由圖可見，各開關管兩端的電壓uS1，uS2，uS3，uS4均為輸出電壓的1/4，即uS1=uS2=uS3=uS4=100 V，與理論分析是一致的。

二級管電壓應力波形如圖4b 所示。 由圖可見，各二極管兩端的電壓uD1=uD4=100 V，uD2=uD3=200 V，這是與理論分析一致的。

表2 試驗具體參數(shù)Tab.2 Test specific parameters

電容電壓波形如圖4c 所示。 由圖可見，電容器兩端的電壓uC1=100 V，uC2=200 V，uC3=300 V，也與理論分析一致。

輸入輸出電壓波形如圖4d 所示。 由圖可見，輸入電壓uin=40 V，輸出電壓uout=400 V。 這證明了高升壓增益。

由試驗數(shù)據(jù)及波形可見，理論分析和試驗結果一致，證明了理論分析的可實踐性和有效性。

圖4 幾種關鍵參數(shù)的試驗波形Fig.4 Test waveforms of several key parameters

4 結語

詳細論述了四相交錯并聯(lián)工作的DC-DC 升壓變換器的拓撲結構、 工作原理以及多項性能分析。所提出的升壓變換器， 由于存隔值分壓電容的存在，降低了開關管和二極管上的開關應力，增加了電路優(yōu)勢，從而使用低電壓等級的開關器件，降低了成本；可以在不采用任何額外電路的情況下實現(xiàn)交錯相位的均流功能，減少電感紋波電流；具備很好的可擴展性，可以簡單地通過增加或減少開關管與Boost 回路地數(shù)量來調節(jié)升壓范圍。