基于TMS320F280049 的等離子體電源設(shè)計

楊 晨，薛家祥

（華南理工大學(xué) 機械與汽車工程學(xué)院，廣州510640）

等離子體技術(shù)作為制造業(yè)中一種新興的表面處理技術(shù)，廣泛應(yīng)用于電子、通信、汽車、紡織、生物醫(yī)療等領(lǐng)域。等離子體的激發(fā)方式主要有電場、光、高能射線或高溫等方法[1]，工業(yè)中常用高壓電作為激勵，通過電場加速氣體中的電子、離子或高能粒子的運動，使其相互碰撞，將氣體電離，從而生產(chǎn)等離子體。 現(xiàn)有的等離子體電源多為模擬電源，存在開關(guān)損耗高、功率因數(shù)低、動態(tài)響應(yīng)慢及無法追蹤等離子體負(fù)載變化等問題。 本文使用DSP TMS320F280049 設(shè)計了一款高頻高壓數(shù)字諧振電源，降低了開關(guān)損耗，使用峰值電流控制模式提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)及調(diào)節(jié)性能，利用壓縮空氣作為工作氣體產(chǎn)生了等離子體射流。

1 等離子體發(fā)生器

工業(yè)領(lǐng)域常用壓縮氣體/氮氣通過高頻高壓電，將氣體電離產(chǎn)生等離子體。 根據(jù)等離子體發(fā)生器槍頭的放電通道結(jié)構(gòu)不同，可分為介質(zhì)阻擋放電和裸露電極放電，本文使用的是裸露電極放電，發(fā)生器槍頭的結(jié)構(gòu)如圖1（a）所示。 電源的高壓輸出端接槍頭棒狀金屬電極， 另一端與槍頭外殼相連并接地；槍頭通入工作氣體，在高頻高壓電的作用下，產(chǎn)生等離子體并由工作氣體吹出，形成等離子體射流。

發(fā)生器結(jié)構(gòu)為兩金屬電極中填充氣體間隙，根據(jù)放電特性，發(fā)生器負(fù)載等效模型為時變氣隙電容Cg與電阻R（t）負(fù)載，如圖1（b）所示。當(dāng)氣體未放電時開關(guān)斷開，等效為電容，其大小與發(fā)生器結(jié)構(gòu)尺寸有關(guān)；當(dāng)氣體放電時，氣隙介電常數(shù)發(fā)生改變，等效為Cg并聯(lián)R（t）[2]。

圖1 等離子體發(fā)生器Fig.1 Plasma generator

為了解決容性負(fù)載導(dǎo)致的系統(tǒng)功率因數(shù)低，以及氣體放電電壓高導(dǎo)致的變壓器匝比過大等問題。本電源使用串聯(lián)諧振拓?fù)洌O(shè)計諧振變壓器漏感LSLK用于阻抗匹配，提高功率因素，同時諧振升壓也滿足了氣體放電高電壓的要求。 根據(jù)諧振頻率計算公式：

式中：fZ為諧振頻率；L 為諧振電感，本文為變壓器漏感；C 為負(fù)載等效電容。

本文設(shè)計的變壓器副邊漏感LSLK為36 mH，使用的發(fā)生器為大氣等離子體直噴槍頭，利用阻抗分析儀測試其靜態(tài)電容，根據(jù)放電時的電壓電流計算動態(tài)等效電容，由上式可得諧振頻率fZ，測試及計算結(jié)果如表1 所示。

表1 直噴槍頭參數(shù)Tab.1 Parameters of direct injection gun

可見當(dāng)氣體放電時負(fù)載電容Cg變大， fZ也會發(fā)生變化， 此時如果電源開關(guān)頻率fS與fZ不匹配，會導(dǎo)致系統(tǒng)無功功率大，因此電源系統(tǒng)有必要采用PFM 控制，才能產(chǎn)生等離子體。 另外，由于系統(tǒng)采用移相全橋軟開關(guān)拓?fù)?，為了容易實現(xiàn)零電壓開關(guān)（zero voltage switch，ZVS）往往使系統(tǒng)工作在感性區(qū)域，即fS大于fZ。

2 電源設(shè)計

2.1 電源總體框架設(shè)計

電源總體框架可分為4 個模塊，如圖3 所示。功率模塊負(fù)責(zé)將市電逆變升壓為高頻交流方波，輸出至等離子體發(fā)生器；控制模塊負(fù)責(zé)主電路信號采樣，實現(xiàn)峰值電流控制及保護，并輸出PWM 驅(qū)動移相全橋；輔助電源模塊是以UCC28610 為控制芯片的反激電源，為軟啟動繼電器、DSP、驅(qū)動及采樣調(diào)理等電路供電；人機交互模塊負(fù)責(zé)將系統(tǒng)實時運行工況顯示，并提供用戶設(shè)置運行參數(shù)以及報警功能。

圖2 電源總框架Fig.2 Overall power supply framework

2.2 主電路拓?fù)?/h3>

本電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用前級橋式整流，后級移相全橋接諧振變壓器，副邊輸出至等離子體發(fā)生器槍頭，等效為電容Cg。 如圖3 所示，其中LPLK為變壓器原邊漏感，LSLK為變壓器副邊漏感。

圖3 主電路拓?fù)銯ig.3 Main circuit topology

工作原理：220 V 市電經(jīng)過整流橋及濾波電容后，整流為峰值電壓310 V 的直流電，經(jīng)過移相全橋軟開關(guān)后，獲得20 kHz～60 kHz 可調(diào)頻率的交流方波，通過變壓器升壓為高頻高壓交流電后送等離子體發(fā)生器槍頭，用于激勵氣體放電，產(chǎn)生等離子體。

2.3 ZVS 參數(shù)設(shè)計

由于系統(tǒng)開關(guān)頻率調(diào)整范圍廣， 且頻率較高，開關(guān)損耗也很高。 為了降低開關(guān)損耗，提高電源效率及對負(fù)載的適應(yīng)性， 本文采用移相全橋?qū)崿F(xiàn)ZVS，由DSP 輸出4 路兩兩互補的PWM 驅(qū)動波形，其最大占空比為48%，且死區(qū)時間可調(diào)整。 由對角兩個開關(guān)管Q1，Q4（Q3，Q2）驅(qū)動波形的重疊部分即導(dǎo)通角決定輸出功率大小，通過峰值電流控制模式調(diào)整導(dǎo)通角的大小。

ZVS 的工作原理如圖4 所示，當(dāng)Q1關(guān)斷時，電路通過電感續(xù)流，諧振電容Cr4放電，諧振電容Cr1充電，此時Q4導(dǎo)通為零電壓開通。 要順利實現(xiàn)零電壓開關(guān)，關(guān)鍵是諧振電感的感量要足夠大以滿足開關(guān)管諧振電容（寄生電容或加外接電容）電壓諧振至零的要求；同時諧振電容過小也會使匹配的死區(qū)時間 過短，可能導(dǎo)致同一橋臂直通燒毀。

圖4 ZVS 原理圖Fig.4 Zero voltage switch schematic

所以， 本設(shè)計為了滿足20 kHz～60 kHz 寬頻率調(diào)整范圍下實現(xiàn)ZVS 的要求。 在開關(guān)管上并聯(lián)了2.2 nF 的諧振電容Cr，設(shè)計變壓器的原邊漏感LPLK=100 μH 為諧振電感，根據(jù)前文公式，計算得ZVS 諧振頻率fZVS=240 kHZ， 對應(yīng)的諧振周期T=4.17μs。為了實現(xiàn)ZVS，同一橋臂開關(guān)管的死區(qū)時間td要匹配諧振周期T，根據(jù)經(jīng)驗公式往往取td=T/4，故取td1=1 μs；并且由于滯后橋臂上電流過零換向，此時諧振能量不足，需要適當(dāng)增加死區(qū)時間，取滯后橋臂死區(qū)td2=1.2 μs。

2.4 峰值電流控制模式設(shè)計

等離子體發(fā)生器在激勵電壓達(dá)到氣體放電臨界電壓時，氣體被高壓擊穿，在電極將出現(xiàn)絲狀放電，此時電流急劇變化，峰值電流可沖至有效電流的2 倍以上。 因此對電源的動態(tài)響應(yīng)、調(diào)節(jié)性能、保護的及時性與可靠性提出了很高的要求。

綜合考慮，本電源采用峰值電流雙閉環(huán)控制模式，外環(huán)選擇輸出電壓/輸出功率PI 調(diào)節(jié)器；內(nèi)環(huán)為初級峰值電流控制并應(yīng)用斜坡補償，使系統(tǒng)具有以下優(yōu)點：①逐周期控制，動態(tài)響應(yīng)快，調(diào)節(jié)性能好，當(dāng)輸入或輸出變化時，電流隨之變化，并立即調(diào)整脈沖寬度；②易于實現(xiàn)限流和過流保護；③系統(tǒng)是一階的，穩(wěn)定裕量大，穩(wěn)定性好；④為變壓器提供了優(yōu)秀的磁通平衡，減少了磁通飽和[3]。

本系統(tǒng)選用TI 公司的TMS320F280049 DSP 芯片，集成的片上模擬比較器可用于實現(xiàn)峰值電流控制模式。 具體實現(xiàn)如圖5 控制框圖所示。

圖5 峰值電流控制程序框圖Fig.5 Peak current control program block diagram

系統(tǒng)運行時，ADC 采集電路初級電流Ipri， 輸出電壓Vout及輸出電流Iout；根據(jù)用戶要求，外環(huán)可采用恒功率環(huán)或恒電壓環(huán)，將采集到的數(shù)據(jù)Fdbk 與用戶設(shè)定的參考值UserSetRef 送數(shù)字PI 子程序；外環(huán)輸出結(jié)果Iref經(jīng)過斜坡補償驅(qū)動程序DACDRV后，通過DACSlopeComp 輸出至片上模擬比較器反向輸入端，作為峰值電流的基準(zhǔn)值Ref；同時，將Ipri送同向輸入端進行比較，根據(jù)比較結(jié)果控制PWM輸出，實現(xiàn)峰值電流控制[4]。

開關(guān)管驅(qū)動波形如圖6 所示，在每半個開關(guān)周期，當(dāng)初級電流達(dá)到峰值基準(zhǔn)時，滯后橋臂中一個開關(guān)管（Q2或Q3）的驅(qū)動PWM 波形被立即“復(fù)位”，同時另一個開關(guān)管的驅(qū)動PWM 波形在一個死區(qū)時間td2后被“置位”[5]。 這種操作使得對角開關(guān)管（Q1和Q3或Q2和Q4）的驅(qū)動PWM 波形出現(xiàn)相移，實際有效輸出脈寬為圖6 中灰色色塊，即對角開關(guān)管驅(qū)動波形的重疊部分，也稱導(dǎo)通角。 通過控制峰值電流基準(zhǔn)值即可控制導(dǎo)通角的大小， 基準(zhǔn)電流越高，導(dǎo)通角越大，輸出至負(fù)載的能量也越高。

圖6 峰值電流控制PSPWM 波形Fig.6 Peak current control PSPWM waveform

2.5 TMS320F280049 控制軟件設(shè)計

程序控制流程如圖7（a）所示，主程序主要由系統(tǒng)初始化，中斷配置及處理，通訊任務(wù)組成。 其中系統(tǒng)初始化包括參數(shù)初始化及外設(shè)初始化，參數(shù)包括用戶設(shè)定工作功率，輸出電壓等參數(shù)；外設(shè)初始化包括GPIO，ADC，SPI，EVA，ECAP 等模塊；通訊任務(wù)通過SPI 與人機模塊通信，實時顯示系統(tǒng)運行參數(shù)。圖7（b）給出了系統(tǒng)輸出誤差檢測中斷，設(shè)計定時器計數(shù)周期為開關(guān)頻率的2 倍，當(dāng)中斷觸發(fā)時采集多次輸出信號值，經(jīng)過均值濾波及數(shù)值轉(zhuǎn)換后與用戶設(shè)定值比較，得到誤差并傳遞到數(shù)字PI 子程序運算得出Iref，用于更新峰值電流基準(zhǔn)變量的大小，實現(xiàn)減小輸出誤差的閉環(huán)控制。 圖7（c）給出了變頻控制算法流程，當(dāng)檢測到輸出電流電壓相位差過大時，啟動變頻控制調(diào)整PWM 的頻率fS以逼近諧振頻率fZ，從而提高有功功率，產(chǎn)生等離子體。

3 實驗結(jié)果

圖7 控制程序流程圖Fig.7 Control program flow chart

根據(jù)上述設(shè)計方案，制作了一臺基于TMS320F 280049 的等離子體電源樣機，使用大氣等離子直噴槍頭產(chǎn)生了等離子體射流，射流長度約為26.67 mm，如圖8 和圖9 所示； 開關(guān)管Q2的Uds及Ugs波形如圖10 所示，可見系統(tǒng)較好的實現(xiàn)了ZVS，減小了開關(guān)損耗提高了系統(tǒng)效率； 系統(tǒng)輸出波形如圖11 所示，在每個正半開關(guān)周期中氣體電離放電導(dǎo)致電壓突變一次，并且輸出電壓電流相位差較小，表明功率因數(shù)較高。

圖8 實驗樣機Fig.8 Experimental prototype

圖9 產(chǎn)生的等離子體射流Fig.9 Generated plasma jet

圖10 ZVS 波形Fig.10 Zero voltage switch waveform

圖11 輸出波形Fig.11 Output waveform

4 結(jié)語

本文使用TMS320F280049 DSP 芯片設(shè)計等離子體電源，詳細(xì)介紹了移相全橋軟開關(guān)及數(shù)字式峰值電流的實現(xiàn)方案。 利用軟開關(guān)減小了開關(guān)損耗提高了系統(tǒng)的效率；峰值電流控制提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)；通過PFM 控制跟蹤等離子體負(fù)載變化，成功產(chǎn)生等離子體， 并提高了系統(tǒng)功率因素及調(diào)節(jié)性能。 通過研制的樣機驗證，得到了較理想的效果，表明本設(shè)計具有實際應(yīng)用價值。